专利名称：具有用于减少功率放大器产生的失真的扫频导频音的前馈放大器网络的制作方法
技术领域：
本发明涉及功率放大器，特别是采用前馈来降低功率放大器工作期间产生的失真的功率放大器网络。
功率放大器在其传送特性中有一定程度的非线性度。该非线性度导致输出信号的失真，以致其不再是对输入信号的准确复制。该失真产生被称为互调产物的各种信号分量。由于互调产物对采用该放大器的系统的性能造成干扰、串话和其它有害影响，因此不希望出现互调产物。用于减小失真的前馈放大是已知的，并且已成功地应用到射频放大器。前馈放大器通常分离出功率放大器产生的失真，并将该失真以为了最大抵消而调节的增益、相位和延迟加回到功率放大器的输出。
已知的前馈方法包括利用注入功率放大器的主信号路径的测试信号或导频信号。自动控制电路使用在放大器输出检测到的导频信号的幅度来调节放大器的纠错路径中的信号的增益和相位，以便消除功率放大器引入的导频和失真。该放大器的问题在于它们仅注入单独的导频音，而单独的导频音不能对互调产物抵消提供宽带宽解决方案。因此，其它有效的前馈放大器网络的类型包括使用连续可变的扫频导频音信号。
转让给本受让人的美国专利5，130，663中公开了
图1概括示出的这样一种已知系统。在该系统中，由定向耦合器2在两个信号路径之间路由选择可由多个RF载波组成的输入信号。在主信号路径中，在主放大器4中放大输入的信号，并通过定向耦合器8、定向耦合器10、延迟12、和定向耦合器14和16引导到输出6。由前馈信号路径中的延迟电路18延迟该输入信号，并由相位和增益调节器20调节相位和增益，而不引入失真。设定延迟模块18以补偿通过主放大器和定向耦合器10的信号延迟。定向耦合器10和22允许具有失真分量的一部分信号与前馈信号组合。如果正确地调节前馈输入信号的幅度和相位，来自定向耦合器10的放大信号的载波分量将抵消前馈输入信号的载波分量，在定向耦合器22的输出中引起误差信号。该处理经常被称为载波抵消。
在幅度和相位调节器24中更正误差信号的幅度和相位，在误差放大器26中放大并路由选择到定向耦合器14，从通过定向耦合器10和延迟12的主放大器4的输出减去该误差信号。设定延迟12的延时以补偿经过定向耦合器22、增益和相位调节器24和误差放大器26的信号延迟。如果正确地调节了误差信号的幅度和相位，将抵消主信号路径的失真分量，在主信号路径输出6得到清洁的信号。为确保正确的失真抵消，导频音发生器28产生扫频导频音信号30，把扫频导频音信号通过定向耦合器8注入输入信号路径并传送到主放大器4。控制导频音信号的幅度使其等于主放大器4产生的失真分量的电平。因此，在定向耦合器22的输出处的误差信号实质上代表了主放大器4引入的失真分量和导频音信号30。
为确定导频音抵消的程度，借助本机振荡器信号34将可以是窄带导频音接收机的导频音检测器32锁相或与导频音发生器28同步。尽管主放大器输出路径上出现附加信号，但只要输入信号频率分开得足够远以允许检测载波之间的导频音信号，那么导频音发生器28和导频音检测器32以相同的参考信号34为动力来工作，并可识别导频音信号。
然而，当输入信号包括频率和幅度靠近的载波以致来自载波的功率均匀分布时，该系统出现问题。结果是，载波功率可压倒导频音接收机。当该系统在采用码分多址(CDMA)信道的无线电话系统中使用时出现这种问题。由于该系统不能很好处理输入信号的不同载波间出现的间隙，对于这种信道，导频音检测器无法适当地同步更精确和更靠近的载波频谱。因此，象上面这样的系统在多信道CDMA输入信号的全带宽出现期间可能有困难。
另外，该系统通常对导频发生器和导频音检测器使用复频率合成器，并通常采用锁相环，以便锁定导频音发生器和导频音检测器之间的公共参考信号。由于导频音发生器和导频音检测器中的不同划分比例可造成锁相环频率移出了校准范围，在对参考信号频率扫频期间，该设计可能引入时间上的附加误差。此外，需要更便宜的更小的放大器，以允许在相同的印刷电路板上设置附加特征和电路。
美国专利5，528，196中公开了另一种前馈放大器。该系统采用位于工作频带之外，但在系统的通带之内的导频信号，并且通常使用固定频率的导频音信号。该设计使用混频器装置代替锁相环装置，而且使用带通滤波器代替导频音检测器，可防止对整个所需频带的导频信号频率的扫频。另外，希望使用在整个工作频带扩展的导频信号，以便在放大所希望的信号时得到线性放大器如何执行(失真)的更准确的表示。
此外，目前的导频音校准方法通常需要大量的射频硬件和复杂控制软件，因而又导致需要高端微处理器以执行该控制软件。电路的净尺寸给需要减小200％至400％尺寸的下一代产品造成问题。
因此，需要一种降低使用导频音抵消技术的功率放大器产生的失真的前馈放大器网络，该前馈放大器网络可为具有其载波在频率上相对靠近的输入信号的系统提供改进的失真降低。假如该系统和方法检测并减小具有导频音的失真，该系统和方法也是有利的，其中导频音在与到功率放大器的输入信号相同的频带内。另外，该系统将提供成本优势并允许用更小尺寸的放大器实现所希望的系统。
图1是具有扫频导频音失真减小的现有技术的前馈放大器网络的方框图。
图2是根据本发明一个实施例用于减小功率放大器产生的失真的前馈放大器网络。
图3是概括说明根据本发明一个实施例的导频音发生器的一个实施例的方框图；和图4是概括说明根据本发明一个实施例的导频音检测器的一个实施例的方框图。
用于减小功率放大器产生的失真的前馈放大器网络使用导频音发生器，以便至少在与到该功率放大器的输入信号相同的频带范围内产生固定偏频扫频(offset frequency swept)导频音。该固定偏频扫频导频音是可变频率参考信号和固定导频音时钟信号的函数。与锁相环装置相对的混频器装置有助于确保固定频率偏移可保持固定，而与扫频可变频率参考信号的频率无关。另外，前馈放大器网络引入一个延迟，该延迟被加到可变频率参考信号并由导频音检测器使用，以使导频音发生器和导频音检测器在窄带范围内同步，以适应在出现相对靠近的载波或信道时检测导频音。因此，导频音检测器使用窄带幅度检测器，以便于至少在与输入信号相同的频带中检测固定偏频扫频导频音。虽然不作为限定，窄带幅度检测器最好具有1Hz和10Hz之间带宽的带通滤波器。利用窄带带通滤波器可提供70dB至60dB的功率处理增益。该处理增益将导频放大器输出端出现的所有载波信号有效地抑制约70dB，允许在有大载波出现的情况下检测非常低的电平的导频信号，而不需要依靠载波消隐技术。
由在宽带宽范围内，即线性功率放大器带宽加上需要互调抵消的线性功率放大器带宽之外区域的带宽的范围内，被快速扫频的压控振荡器产生可变频率参考信号。非常窄的带宽的导频音检测器提供如前面讨论的处理和信号增益。
图2示出本发明的一个实施例，其中把诸如多个码分多址信号之类的输入信号40输入到用于减小功率放大器4产生的失真的前馈放大器网络42。输入信号40可以是例如多个CDMA信号，例如在900MHz的蜂窝无线电话系统中，信道间隔约等于信道带宽的1．23MHz带宽信道，覆盖多达25MHz的总带宽。前馈放大器网络42包括许多与图1中所示相同的模块，并因此给出相同的参考标号。不同的导频音发生器44模块在包括功率放大器的输入信号的频带的定义频带范围内产生固定偏频扫频导频音。由斜波发生器50控制压控振荡器48，以产生快速扫频的调频(FM)信号，有时也称为线性调频信号，得到发送到导频音发生器44的可变频率参考信号52。导频音发生器44将可变频率参考信号52与从来自时钟56的固定导频音时钟信号54得到的一对正交相位正弦信号混频，以产生其频率相对于可变频率参考信号52的频率略微偏移的固定偏频扫频导频音46。
另外，前馈放大器网络42包括导频音检测器57和可以是传输线路的线圈或延迟滤波器的延迟模块58，该延迟模块58延迟到导频音检测器57的可变频率参考信号52。把经延迟的可变频率参考信号59用作导频音检测器57的本机振荡信号。把该延迟的可变频率参考信号与来自定向耦合器16的输出混频，以便在偏频产生中频信号(见图4)。
延迟模块58将可变频率参考信号52延迟一段时间，该延迟时间与来自压控振荡器48的输出通过导频音发生器44、定向耦合器8、主放大器4、定向耦合器10、延迟模块12、定向耦合器14和定向耦合器16后的传播延迟相等。由于本发明的一个目的是以可能达每秒几百兆赫的最大可能的速率调制可变频率参考信号52，该延迟是必需的。因这种快速RF扫频，通过主RF路径的延迟将使定向耦合器16的输出的频率与导频音发生器44的输出的频率不同。通过引起被延迟的可变频率参考信号59中体现的相应频率偏移，延迟到导频音发生器57的输入将补偿该频率偏移。
图3示出导频音发生器44更详细的方框图，表明由双重分频器60(或正弦和余弦查阅表)下分频的固定导频音时钟信号54。双重分频器60最好将固定导频音时钟信号54分频成例如1KHz的音频范围中的频率。双重分频器60最好是一个双输出型分频器，两个输出是同相和正交(I和Q)输出。这些输出被低通滤波器62和64滤波，以便产生到单边带上变频器(SSBC)66的正弦偏频信号65a和65b。SSBC上变频器66把同相和正交正弦偏频信号65a和65b与来自压控振荡器48的正交定相的可变频率参考信号52混频，以产生频率比可变频率参考信号52高(或低)出与来自双重分频器60的输出频率相等量的固定偏频导频音46，同时抑制在压控振荡器48频率和不希望的混频产物或相对边带频率的输出。
因此，导频音发生器44产生注入到功率放大器的输入信号的输入路径中的固定偏频扫频导频音46。通过使用双重分频器60和边带上变频器或混频器66，省去了使用锁相环和相关的软件，从而有助于降低功率放大器网络的复杂性，以使放大器网络尺寸更小。
另外，其它前馈放大器网络未消除DC偏移。在导频音发生器44中使用上变频器66和在导频音检测器57中使用混频器70有助于消除潜在的DC偏移问题。
图4是导频音检测器57的方框图，具有接收延迟的可变频率参考信号59和来自定向耦合器16的输出71的混频器70。混频器70把来自定向耦合器16的线性功率放大器输出71的取样与延迟的可变频率参考信号混频，以产生中频(IF)输出72。设定混频器70的IF输出72与图3中双重分频器60的输出的频率相同。在宽带带通滤波器74中对IF输出72滤波以避免后面的放大器76超载。宽带带通滤波器74对IF输出72滤波，以便除去压控振荡器48扫过来自定向耦合器16的载波信号时在不希望的频率产生的大信号。带通滤波器74最好是没有动态范围限定的无源滤波器，但其带宽可以比希望的带宽高几个数量级。放大器76放大来自带通滤波器74的输出并由窄带幅度检测器77接收。窄带幅度检测器77包括窄带带通滤波器78，以产生在检测器82的动态范围内具有最后所需带宽和幅度的输出信号80。窄带带通滤波器78具有约1Hz-10Hz的带宽。窄带带通滤波器78还从时钟56接收固定导频音时钟信号54，以使导频音检测器57与导频音发生器44同步，以便导频音检测器57可导出导频音发生器44产生的固定偏频扫频导频音信号46的偏移。在替换实施例中，如果导频音检测器57被预调谐到信号65a和65b的固定偏频，则不必将固定导频音时钟信号54发送到导频音检测器57。
此后，检测器82检测来自窄带带通滤波器78的输出信号的功率并将该功率电平转换成DC电平。检测器82检测来自定向耦合器16的放大输出信号内的平均导频音能量等级。然后，使来自检测器82的输出通过低通滤波器，或由低通滤波器84平均并发送到控制器86(见图2)。来自低通滤波器84的输出是检测的导频电平的指示。
如上面提到的，窄带带通滤波器78最好是具有1Hz至10Hz之间的带宽的窄带频率带通滤波器。由于窄带宽需求，带通滤波器78必须具有高Q因数。在音频实现该等级的Q和带宽的一种方式是使用有源滤波器。另一种方式是使用模拟到数字(A／D)转换器来数字化放大器76的输出并使用数字信号处理器，以便数字地执行由部件78、检测器82和低通滤波器84提供的滤波和检测功能。数字信号处理器还需要来自时钟56的输入，以使其滤波通带与来自混频器70的下变频的导频信号同步。数字信号处理器还提供更先进的功能，例如多频率滤波和检测，以便如果希望的话能适应附加的滤波。
回来参考图2，把来自定向耦合器16的输出71送到导频音检测器57，在此产生导频音检测器输出信号85。导频音检测器出信号85表示主放大器输出路径内的平均导频音能量等级。如本领域中已知的，控制器86使用导频音检测器输出信号85来确定主放大器输出路径内的平均导频音能量等级。如本领域中已知的，控制器86响应该检测来调节增益和相位调节器24的增益和相位特性，以消除信号71中出现的导频音信号和由此由功率放大器4引入的失真。在幅度和相位调节器24中修改从导频音检测器输出信号85确定的误差信号的幅度和相位，在误差放大器26中放大，并路由选择到定向耦合器14，在此将其从通过定向耦合器10和延迟12的主放大器4的输出中减去。设定延迟12的延时以补偿通过定向耦合器22、增益和相位调节器24和误差放大器26的信号延迟。如果正确地调节误差信号的幅度和相位，将抵消主信号路径的失真分量，在主信号路径输出6得到清洁的信号。
控制器86可由如数字电压表之类的模拟数字转换器组成，用于把检测的导频音能量等级转换成数字表示，供编程的微处理器使用，以调节增益和相位调节器24的增益和相位特性。根据该方法，在实现所希望的抵消程度前，不再需要在连续的频率进行几次增益和相位调节。而是通过每次扫频对导频音能量等级取样一次和把那些值一同平均以确定平均导频音能量等级，同时实现对整个放大器的网络工作频带范围内的导频音和失真二者的抵消。
应该理解，在本发明的各个方面中实现其它变化和改进对本领域技术人员来说同样是显而易见的，本发明不限于所描述的具体实施例。例如，控制器不必是微处理器控制的器件。因此本发明应覆盖落入在此公开和要求的基本原理的精神和范围内的任何和所有改进、变化、或等同物。
权利要求
1．一种用于减小功率放大器产生的失真的前馈放大器网络，包括用于至少在与功率放大器的输入信号相同的频带范围内产生作为可变频率参考信号和固定导频音时钟信号的函数的固定偏频扫频导频音的装置，其中把扫频导频音注入功率放大器的输入信号的主信号路径；可操作地耦合到可变频率参考信号的装置，用于延迟可变频率参考信号；和可操作地耦合到功率放大器的输出路径和延迟装置的装置，用于通过采用窄带幅度检测器来检测输出路径内的固定偏频扫频导频音，以便有助于至少在与输入信号相同的频带中检测固定偏频扫频导频音。
2．根据权利要求1所述的前馈放大器网络，其中窄带幅度检测器包括具有1-10Hz之间的带宽的窄带带通滤波器。
3．根据权利要求2所述的前馈放大器网络，其中输入信号由至少一个码分多址信号组成。
4．根据权利要求1所述的前馈放大器网络，其中用于检测的装置可操作地耦合到固定导频音时钟信号，以有助于用于产生的装置和用于检测的装置的同步，以使用于检测的装置可导出固定偏频扫频导频音信号的偏移。
5．根据权利要求1所述的前馈放大器网络，其中用于检测固定偏频扫频导频音的装置包括用于将来自延迟装置的经延迟的可变频率参考信号与来自输出路径的放大器输出混频的装置，以便产生中频(IF)输出。
6．根据权利要求1所述的前馈放大器网络，其中用于产生固定偏频扫频导频音的装置包括用于将可变频率参考信号和偏频信号混频的装置，以便产生固定偏频导频音。
7．一种用于减小功率放大器产生的失真的前馈放大器网络，包括用于至少在与功率放大器的输入信号相同的频带范围内产生作为可变频率参考信号和固定导频音时钟信号的函数的固定偏频扫频导频音的装置，其中把扫频导频音注入功率放大器的输入信号的输入路径；可操作地耦合到可变频率参考信号的装置，用于延迟可变频率参考信号；和可操作地耦合到功率放大器的输出路径、延迟装置和固定导频音时钟信号的装置，用于通过采用具有1Hz-10Hz之间的带宽的窄带幅度检测器来检测输出路径内的固定偏频扫频导频音，以便有助于至少在与输入信号相同的频带中检测固定偏频扫频导频音，其中不将用于检测的装置锁相到可变频率参考信号。
8．根据权利要求7所述的前馈放大器网络，其中用于检测的装置可操作地耦合到固定导频音时钟信号，以有助于用于产生的装置和用于检测的装置的同步，以使用于检测的装置可导出固定偏频扫频导频音信号的偏移。
9．根据权利要求7所述的前馈放大器网络，其中用于检测固定偏频扫频导频音的装置包括用于将来自延迟装置的经延迟的可变频率参考信号与来自输出路径的放大器输出混频的装置，以便产生中频(IF)输出。
10．根据权利要求7所述的前馈放大器网络，其中用于产生固定偏频扫频导频音的装置包括用于将可变频率参考信号和偏频信号混频的装置，以便产生固定偏频导频音。
全文摘要
前馈放大器网络(42)至少在与输入信号(40)相同的频带范围内产生固定偏频扫频导频音(46)。固定偏频扫频导频音(46)是可变频率参考信号(52)和固定导频音时钟信号(54)的函数。与锁相环装置相对的混频器装置(66和70)有助于确保在扫频范围内产生固定频率偏移。另外,前馈放大器网络(42)引入一个延迟(58),该延迟被加到可变频率参考信号(52)并由导频音检测器(57)使用,以使导频音发生器(44)和导频音检测器(57)在窄带范围内同步,以适应相对靠近出现的码分多址信道中的导频音检测。
文档编号H03F1/32GK1282461SQ98812212
公开日2001年1月31日 申请日期1998年7月31日 优先权日1997年12月17日
发明者詹姆斯E·米茨拉夫 申请人:摩托罗拉公司