专利名称：无线电发送机的制作方法
该发明涉及一种无线电发送机，该发送机特别适用于，但不仅仅适用于如GSM的数字通讯系统中。
如在欧洲无线电通讯标准机构(ETSI)的文档″GSMDigitalCellular Telecommunications System(Phase2)Radio Transmissionand Reception(GSM 05.05 version 4.19.0)″中定义的用于来自移动站发送机的寄生发射的GSM规范在附
图1中被给予概述。该图描述了参考902MHz上+33dB的载波功率值，相对于以MHz为单位的频率f，在1Hz带宽中不期望的噪声N的允许值。该图还给出GSM发送(Tx)和接收(Rx)波段的位置。在925和935MHz之间的GSM接收波段中，噪声必须保持低于-150dBc，在935和960MHz之间的GSM波段中，噪声必须保持低于-162dBc。这样低的噪声值在完全集成的发送机中是很难实现的，并且，要以传统的结构来实现该规范，有必要在功率放大的最终阶段之后使用昂贵的RF滤波器，但是要牺牲发送机的效率。
在模拟电路中进行双重的上变换的传统发送机结构的方框图在附图2中给出。用于发送的数字数据作为输入202被提供给高斯最小键移(GMSK)调制器204，该调制器产生零频载波上的同相I信号和正交相位Q信号作为输出。I信号被提供给第一IF混频器206，Q信号被提供给第二IF混频器208。来自第一压控振荡器(VCO)210的输出信号通过第一90度相位移位器212被提供给第一IF混频器206的本地振荡器端口，该输出信号还被直接提供给第二IF混频器208的本地振荡器端口。来自混频器206，208的所产生的输出信号被组合器214相加并在带通滤波器222中滤波以产生在所要求的IF频率上的信号，例如100MHz。带通IF滤波器222不仅降低了带外噪声电平而且除去了不期望的混频分量。滤波器222一般在芯片外实现。
第一VCO210是由IF合成器216产生的信号驱动的，其中合成器216在通过控制总线220传送的指令控制下利用13MHz的参考振荡器218来获得其输出以产生固定的IF输出。
滤波后的IF信号被分成两部分。第一部分的相位被第二相位移位器224移位90度，然后被第一RF混频器226进行上变频，IF信号的第二部分被第二RF混频器228进行上变频。来自第二VCO230的输出信号被直接提供给第二RF混频器228的本地振荡器端口，并通过第三90度相位移位器232提供给第一RF混频器226的本地振荡器端口。来自混频器226，228的所产生输出信号被组合器234相加以产生组合的RF信号，该信号包括在880和915MHz之间的GSM发送波段中所要求频率上的分量。
第二VCO由RF合成器236产生的信号驱动，其中合成器236在通过控制总线220传送的指令控制下利用13MHz的参考振荡器218来获得其输出以产生可变的输出频率。
不需要额外的滤波，来自第二VCO230的噪声将以不可接受的高电平落入GSM接收波段中。RF信号因此在被功率放大器240放大用于发送之前，通过第一RF带通滤波器238。放大器240通常在极度压缩的情况下工作以达到最佳的效率，这样的效果是除去了输入信号上单边带噪声的AM分量。没有了AM分量，残留的FM分量以相同的值在信号的两边产生噪声，极大地恢复了不期望边带中的噪声。因此在通过天线244发送之前，该信号必须被第二RF带通滤波器242滤波。在成本(因为必须处理较高的功率值)和由于滤波器242中的损耗造成的发送机功率损耗方面，第二RF滤波器242远不如第一滤波器238理想。这些发送机损耗可以累积到大于1W，这样要求使用较大的功率放大器240和较大的电池。
这种结构因此在当前的数字蜂窝通讯标准使用时有一些缺点。对于根据两个或多个标准工作的电话来说很难使用，除非这些方案是兼容的(例如，在带宽和调制方案方面具有类似要求的意义上)。这是因为仅有基带电路是数字的，模拟IF和RF电路从根本上缺乏灵活性。而且，如上面提到的，在功率放大阶段之后，在没有附加滤波过程的情况下，对于寄生发射来说达到GSM要求是很困难的。
该发明的一个目标是解决上面描述的问题。
根据该发明，这里给出了一种无线电发送机，该发送机包括用于产生正交调制信号的调制装置，用于将所述信号变换成数字形式的可变中间频率(IF)信号的第一频率变换装置，用于将所述可变IF信号变换成模拟形式的数模变换装置，用于以固定频率将所述模拟信号变换成无线电频率(RF)信号的第二频率变换装置，以及用于将所述RF信号放大用于发送的功率放大装置。
该发明基于下面的认识到可变IF的数字上变换给出更灵活的发送机结构，该结构并不需要昂贵的RF滤波，这一点在以前的技术中是没有的。
由于有可能改变调制方法，频率，采样率或波段来适应多个通讯标准，所描述的发送机结构的优点在于极度的多用性。
有利的是，在第一和第二频率变换装置之间给出了误差校正装置来校正第二频率变换装置中同相信号和正交信号之间的不平衡。
这些装置的给出使得能够在制造过程中对发送机进行自动校准以考虑第二频率变换装置中信号路径之间的不平衡，在此之后，不再需要进一步的校准了。
参考附图，通过例子，该发明的实施方案将被描述。
图1是以MHz为单位的频率f对以dBc/Hz为单位的噪声N的关系图，如上面描述的该图说明了用于寄生发射的GSM规范。
图2是如上面描述的传统发送机结构的方框图；图3是根据该发明设计的发送机结构的方框图；在这些图中，相同的参考标号被用来标识相应的特征。
根据该发明设计的发送机结构的实施方案在图3中给出。基本的概念是在数字域中进行为可变频率转换的第一上变频，然后在模拟域中进行为固定频率变换的第二变频。
数字数据作为输入202被提供给数字GMSK调制器302。调制器302的输出是在270833比特/秒的GSM比特率下，在0 IF载波上的数字化为I和Q信号。这些信号然后通过数字上变换和滤波块304来处理，这样将信号混频成在-17.5和+17.5MHz之间的可变IF。这是一种结合所需的数字滤波的纯数字过程。向上滚动的I和Q信号是从IF合成器306中得到的，该合成器通过控制总线308接收控制信号。
调谐范围反映出对于GSM发送机波段来说对发送机输出的要求。扩展到负频率的对称范围的使用使得IF尽可能的低以便最小化功率消耗。作为负频率使用的结果，在整个发送机链处理复杂信号是必须的。上变换之后的采样率必须至少为35MHz以避免混淆。
在第一上变频之后，信号通过数字误差校正模块310，这在下面详细讨论。在经过适当的误差校正之后，I和Q数字信号被第一和第二数模变换器312，322变换成模拟形式，并被带宽近似为17.5MHz的第一和第二模拟低通滤波器314，324滤波。滤波器314，324可以是低Q设备，能够以片载的有源装置的形式来实现。
滤波后的信号被直接变换到发送机输出频率，第一混频器316将I信号与来自固定频率VCO318的经过90度相位移位器320移位的输出信号混合，第二混频器326将Q信号与来自VCO318的输出信号混频。使用固定频率VCO318的优点包括VCO318并不需要多步合成器；90度相位移位器320的设计被极大地简化；在使用固定频率的本地振荡器的情况下，混频器的平衡很容易保证。
两个RF信号被加法器328合并，此后，合并信号被RF带通滤波器330滤波以消除混频器寄生响应并降低宽带噪声值。该信号被功率放大器332放大并传递给天线244用于发送。如果RF滤波器330的品质足够高，那么在功率放大器332之后将不需要附加的滤波。
如果固定频率VCO318具有比可调谐版VCO更高的Q，那么有可能除去RF滤波器330并产生较低的噪声值并具有较低的直流功率消耗。然而，对噪声的改进是在接近载波噪声性能方面进行的，而不是在大频率偏移上的噪声值方面进行的，这是由直流功率消耗决定的。因此在没有RF滤波器330的情况下，要保证发送机噪声不会被VCO降低，有必要使VCO具有相对较高的功率。
涉及除去RF滤波器330的另一个问题是与混频器316，326相关的噪声。如果混频器的噪声值主要为10dB，并且，如果用于驱动混频器316，326的调制信号的噪声最小值接近理论极限-174dBm/Hz，在20MHz偏移处的混频器等价噪声不会低于近似-164dBm/Hz。这意味着为了在没有RF滤波器330的情况下获得期望的GSM规范的-162dBc/Hz，驱动混频器316，326的信号将大约为0dBm。如果寄生响应特性保持在控制之下-这也是必须的-那么这样高值的驱动是不理想的。
因此，对于大多数应用来说，除去RF滤波器330的不利之处将超过较少元件数量的优越之处。
数字误差校正块310的功能是补偿模拟前端混频器316，326中的缺陷。如在任何实际的集成电路中那样，处理缺陷将导致通过两个模拟混频器316，326的I和Q信号路径的轻微的不平衡。固定频率本地振荡器318应该最小化这些不平衡，但是这些是GSM规范对于发送机的一些限制可能需要一些误差校正工具。误差校正块310在数字域中实时地施加一些适当的校正。在包括发送机的产品的生产过程的最后会进行自动的校准，其中，发送机输出将针对最小寄生输出而被最佳化。一旦校正项已经被计算出来，它们将被下载到误差校正块310的静态内存中。在这一过程之后，假定这些缺陷不随时间变化，误差校正电路将校正混频器316，326中的不平衡。
固定频率本地振荡器318还帮助解决另一个重要的要求保持本地振荡器(LO)端口处的两个混频器316，326的平衡。这一点必须严格保持以避免将LO信号漏到发送信号中。
如果对于在GSM频率范围中间选出的信道来说本地振荡器的拉伸很困难，那么将有可能将IF频率范围从-17.5MHz到+17.5MHz中之一改变到近似0MHz到35MHz之一。这将使本地振荡器的频率移出发送机的频率范围并减轻任何的拉伸。
上面描述的结构是极端多用的，并且在包括RF滤波器330的情况下，即使在天线244处没有双工滤波器，噪声也不会成为问题。输入数据流202和误差校正块310的输出之间的所有信号处理元件都以数字方式实现，或者用专用硬件实现，或者用软件实现。因此相比之下，改变调制方法，频率，采样率或带宽来适应GSM的不同通讯标准是很容易的。如果这些功能完全以软件实现，那么真正的多模式操作成为现实的建议。数字电路的优势使得使用CMOS来替代更昂贵的BiCMOS集成电路技术具有更好的前景，并且不需要芯片外IF滤波。
由于避免了使用相位锁定VCO的原因，该结构的一个重要优点是能够适应固定包络调制方案和非固定包络调制方案。对于高比特率流量，如果存在任何向非固定包络调制方案发展，那么对于GSM来说这一点尤其重要。
在不需要对RF分量进行复制的情况下，在800/900MHz频率波段和1800/1900MHz波段中，这种结构对于双波段操作有很好的潜力。可能仅需要加入第二固定频率VCO，RF滤波器和适当的开关。
尽管该发明已经参考GSM蜂窝无线电通讯系统描述，很明显的是该发明也同样适用于其它的通讯系统，不管是蜂窝的还是非蜂窝的。
根据该发明的描述，对于该领域的技术人员来说，其它的修改也是很明显的。这些修改可以涉及无线电发送机中已知的其它特征，这些特征可以替代这里已经描述的特征或结合已经描述的特征使用。
在当前规范和权利要求中，在元件之前的字”一个”并不排除多个这种元件的存在。此外，字”包括”并不排除其它所列之外的元件或步骤的存在。
工业应用该发明适用于数字通讯系统中的无线电发送机，例如GSM。
权利要求
1．一种无线电发送机，包括用于产生正交调制信号的调制装置，用于将所述信号变换成数字形式的可变中间频率(IF)信号的第一频率变换装置，用于将所述可变IF信号变换成模拟形式的数模变换装置，用于通过固定频率将所述模拟IF信号变换成无线电频率(RF)信号的第二频率变换装置，以及用于放大所述RF信号用于发送的功率放大装置。
2．权利要求1的发送机，特征在于用于第二频率变换装置的参考频率是由固定频率振荡器提供的。
3．权利要求1或2的发送机，特征在于IF频段以0频对称的。
4．权利要求1或2的发送机，特征在于IF频段范围为OHz到上限。
5．权利要求1到4中任何一个的发送机，特征在于在第一和第二频率变换装置之间给出了误差校正装置，用于校正第二频率变换装置中同相信号和正交信号之间的不平衡。
6．权利要求1到5中任何一个的发送机，特征在于滤波装置连接在第二频率变换装置和功率放大装置之间。
7．权利要求1到6中任何一个的发送机，特征在于功率放大装置被连接到信号传播装置。
8．权利要求1到7中任何一个的发送机，特征在于调制装置在软件控制下工作。
9．权利要求1到8中任何一个的发送机，特征在于第一频率变换装置在软件控制下工作。
全文摘要
用于多标准移动通讯系统的无线电发送机有两个上变频阶段,第一(304)阶段是产生可变IF的数字处理过程,第二(316,318,320,326)阶段是利用固定频率的本地振荡器(318)进行的模拟变频过程,这一过程减轻了在功率放大(323)的最后阶段之后对RF滤波的需要。
文档编号H03D7/00GK1287711SQ99801724
公开日2001年3月14日 申请日期1999年9月8日 优先权日1998年9月30日
发明者B·J·明尼斯 申请人:皇家菲利浦电子有限公司