下的对应于不同电极的帧的移位以及不同残余ADC转换(4倍复用的情况)的时序；
-图15表示增量型转换的情况下的对应于不同电极的帧的移位以及不同残余ADC转换和重置信号(4倍复用的情况)的时序；
-图16是根据本发明的方法的框图表示。
[0019]相应的附图标记遍及附图的多个视图指示相应部件。本领域的技术人员将认识到的是图中的元件是为了简单和明了起见而图示出的且不一定按比例描绘。例如，可将图中的某些元件的尺寸相对于其它元件放大以帮助改善本发明的各种实施例的理解。并且，常常不描述在商业可行实施例中有用或必需的常见但被很好地理解的元件以促进本发明的这些不同实施例的较少遮挡的视图。
【具体实施方式】
[0020]以下描述不应在限制性意义上理解，而是仅仅出于描述示例性实施例的一般原理的目的而做出。应参考权利要求来确定本发明的范围。
[0021]在接下来的本文档中，将描述采集链。必须理解的是采集链是被布置成用于测量从一个输入电极所见的电容并提供表不此类电容的适当输出的电路或电路的一部分。输出可以是测量电容的数字表示，并且在此重要情况中，采集链可包括一个或多个电荷数字转换器(CDC)。触敏像素的数目常常很大，单独采集链包括复用器件从而连续地且以交织方式测量多个输入电极的电容。参考图6至12的示例性实现，可选输入复用器之后的采集链的第一块是电荷放大器。在图6和7中将此块示例性地图示为块620和720。示例性地，电荷放大器可包括如图6和7中所示的反馈电容器、如图1中所示的Cfb电容器以及放大器。
[0022]示例性地为620和720的电荷放大器的输出对与施加于浮置接地节点(浮置电压VF或保护电压)的电压变化同步且成比例的电压变化做实验。电荷放大器的输出电压变化还与要检测的输入电容成比例，并且因此是感兴趣信号。A/D的目的因此明确地是测量电荷放大器的输出电压变化。应在浮置源域中、因此相对于浮置接地(保护、V+或V-)测量电荷放大器的此输出电压变化。
[0023]例如，如果在浮置接地上施加正弦信号，则应测量电荷放大器的输出端处的正弦信号的峰峰振幅并将其量子化。这可以用典型解调方案来完成，例如通过将输出信号乘以正弦输入信号和低通滤波以便消除谐波。
[0024]如果在浮置接地上施加方波信号，则应测量电荷放大器的方波输出信号的振幅并将其量子化，这意味着量化上升和下降沿的振幅。可以单独地将上升和下降沿量子化，或者在模拟域中加和并且量子化，可以有不同的选项。
[0025]然而，尽管使用用于将输入电容器转换成电荷放大器的输出电压的电压变化的方法，但此测量将被多个噪声源污染，特别是:基本上由于电阻器(4kTR噪声)、放大器的M0S晶体管(4kT/gm噪声)以及开关(导致kT/C噪声)而引起的电路的热噪声。这是具有近似平坦噪声谱密度(白噪声)的宽带噪声。测量还可能被其它外部噪声源污染，诸如干扰信号，例如由于50/60 Hz电力网而引起的耦合到电极的寄生信号、由于电池充电器而引起的寄生信号等。
[0026]用以衰减这些扰动的最高效的方式是重复测量许多次并对结果求平均以便滤除扰动信号。求平均可以是直接(未加权)求平均(样本的和除以样本的数目)或加权求平均(不同样本在求平均时具有不同权值)。在任何情况下，此求平均对应于低通滤波器。为了减小滤波器带宽并因此消除大部分扰动，期望的是在调制信号(对浮置接地进行调制的信号)的许多循环内对测量求平均。然后带宽事实上与平均的调制循环的数目成反比。然而，测量的总持续时间基本上是调制循环数目乘以调制循环周期。因此，带宽因此与总测量时间成反比。因此在一侧的转换速率或帧速率与在另一侧的窄带外面的外部扰动抑制之间的具有清晰权衡。
[0027]可以以不同的方式来完成不同调制循环内的电荷放大器的输出信号的变化的求平均。
[0028]第一解决方案在于在模拟域中执行求平均，并且借助于图6中所示的框图对其进行说明。如图6中所示，电荷放大器620输出经由块640经受模拟求平均的信号，并且这样获得的模拟平均值被馈送到能够执行模数转换的块660。块660的输出是平均值输出代码。
[0029]用模拟低通滤波器来对窄带宽执行求平均的缺点是其要求大的电容器和电阻器以及因此的大面积。另一缺点是其要求高分辨率模数转换器，也导致大的面积。
[0030]替换地，可在数字域中执行信号的求平均。图7图示出数字求平均的框图表示。
[0031]采用数字求平均/滤波技术的一个优点是其可以相当高效地实现(用低硅面积)。然而，仍要求高分辨率ADC。虽然参考图7，但显而易见的是数字求平均包括输出经由块740的电路经受模数转换器的信号的电荷放大器720。由ADC 740输出根据块760的能力而经受数字求平均的数字代码。块760的输出是平均值输出代码。
[0032]用于对电荷放大器的输出信号的变化求平均的第三解决方案是使用ΣΔ或增量型ADC转换器以便执行模数转换。在图8中图示出此类转换器的框图。
[0033]根据在图8中进行的表示，Σ Δ转换器800包括电荷放大器820、可以是一阶Σ Δ调制器的Σ Λ调制器840以及数字低通滤波器860。Σ Λ调制器包括电压变化检测块842、积分器844、量化器846以及数模转换器848。
[0034]Σ Δ转换器800具有用相对低的硅面积实现高分辨率的能力。此类转换器同时地在数字滤波器内执行求平均。图8中所示的解决方案是用于一阶Σ Λ调制器，但也可以用于高阶Σ Λ调制器。首先用标记为842的块、Δ或电压变化检测块来提取每个调制循环处的电荷放大器820的变化，诸如峰峰振幅或电压边沿。然后通常通过也在调整频率下操作的开关电容器积分器844对块842的输出求积分，但可以通过其它类型的积分器844。然后由实现为比较器或比较器组的粗量化器846将此积分器844的输出转换成以与调制速率相同的速率产生的小数字代码(1位或非常有限的位数)。然后经由块848将这些代码转换回到模拟并从与电荷放大器输出电压变化(△块的输出)相对应的输入信号中减去。由于到积分器844的输入端的反馈环路，迫使输出代码至少针对低频率与输入信号匹配。这意味着在低频率，Σ Δ环路的输出代码是电荷放大器输出电压变化的良好表示。因此通过滤波或通过对来自Σ Δ环路的输出代码求平均(求平均事实上是滤波的特定情况)，所获得的是数字输出代码，其表示电荷放大器输出电压变化的平均(或低通滤波的)值且因此表示输入电容器。因此同时地执行求平均和ADC转换。
[0035]这种方法的优点是其不要求非常大的电容器以便累积对应于电荷放大器输出电压变化的信号。事实上，一旦累积信号超过给定水平，则用反馈路径减去对应于输出代码的量。用此事实，即使在大量的样本之后也累积有限量的信号，因为反馈环路设法避免积分器的饱和。因此，此累积不要求巨大的电容器和硅面积。
[0036]另一优点是该方法能够用非常粗的量化器来实现非常高的分辨率，在极端情况下用每次产生一位的简单比较器。事实上，例如通过在65536个循环上累计输出位，可以获得16位分辨率输出代码。对于量化器而言不要求高精度，因为误差被反馈环路补偿。
[0037]然而，实际上，针对可以求平均以用于测量的调制循环的数目是有限的。事实上，此数目是调制周期内的可用于测量的总时间的比。可用于测量的时间受到必须扫描电极的帧速率的限制，并且此时间与在一个帧期间将连续地扫描的电极的数目成反比。另一方面，调制频率受到与电路或显示器上的R-C时间常数、电流消耗、不同的电路可以进行操作的速度有关的实际原因的限制。可以求平均的调制循环的数目的此限制还可限制可以从Σ AADC转换器获得的分辨率，如在图8中给出的。为了用有限数目的调制循环增加分辨率，可以用不同的解决方案。
[0038]第一个是增加Σ Λ调制器的阶。然而，这严重地增加复杂性。特别地，将要求高阶数字滤波器，具有更大的复杂性和更多的等待时间。
[0039]第二解决方案是增加粗量化器的分辨率和相应地反馈路径中的DAC的分辨率。然而，量化器和DAC的每个补充分辨率位基本上要求将元件(比较器、DAC的元件)的数目加倍，使得复杂性然后呈指数增加。
[0040]第三解决方案是借助于ADC来周期性地量化Σ Δ的积分器的输出。事实上，此积分器累计输入信号与输出信号之间的差。因此，如果输出信号低估了输入信号，则积分器输出增加，并且如果输出信号高估了输入信号则减小。因此，通过量化积分器的变化，可以细化该估计。在图8的一阶Σ Λ调制器的特定情况下，可以通过简单地在给定数目Ν个连续调制循环内计算来自粗量化器的输出代码的和(或未加权求平均)来实现数字滤波器。在这种情况下，转换器的开始和结束之间的积分器的输出电压的差直接地对应于在输出代码上实现的误差(在积分器增加的情况下低估，在积分器减小的情况下高估)。因此，通过在转换之前和之后用辅助ADC来量化积分器的输出电压，可以细化转换的结果。
[0041]通过选择具有足够分辨率的辅助ADC，在理论上可以任意地增加最终结果的精度。结合图9的框图来描述这种解决方案。在图9中，表示在转换的开始和结束时具有残余量化以便扩展分辨率的具有Σ △ ADC的采集链900。已结合上述图8识别了用前缀8指示的元件。另外，图9的框图包括求平均元件920、允许在转换的开始时和结束时采样的开关940、辅助模数转换器960、延迟980和输出块982。
[0042]由块920对来自量化器846的输出代码求平均，执行未加权求平均，其生成标记为“和”的信号。在由辅助ADC 960 (也被称为残余ADC)进行的每次转换之前和之后对积分器844的输出进行采样和量化，以便提供称为Q_init (对应于积分器的初始值并被存储到延迟元件或寄存器中的代码)和0_如(1 (在转换结束时，对应于积分器的最终值的代码)的两个输出代码。然后以数字方式计算差0_6