专利名称：直接变频接收机的干扰补偿设备和方法
背景本发明总的涉及便携式蜂窝电话系统、寻呼机系统等中的全双工收发信机等，更具体地，涉及误差估值器，它补偿在收发信机内的直接变频接收机中引起的、对于接收的信号的各种干扰。
蜂窝系统和上面提到的其它领域中的接收机优选地具有体积小、重量轻和价格便宜的特点。为了把诸如手持电话的便携式接收机做得更小和更便宜，部件的集成变得非常重要。超外差式接收机通常耍花费高成本来进行生产，以及具有许多不能被集成的部件，诸如带通滤波器。为了克服这样的缺点，开发了直接变频接收机结构，其中本地振荡器的频率与接收机射频载波的频率相同。因此，接收的射频信号一步直接下变频到基带。由于直接变频接收机没有中频(IF)级，许多滤波器可以省略或可以简化。
在1950年代，直接变频被引入到单边带接收机中，但该技术不限于这样的系统。直接变频可被使用于许多不同的调制方案，以及特别适用于今天的正交调制方案，诸如最小移位键控(MSK)和正交幅度调制(QAM)。在题目为“Radio Receiver(射频接收机)”的美国专利No.5,530,929中描述了直接变频接收机的各个方面。
传统的直接变频接收机的运行可以参照
图1被描述如下。具有中心频率fc和带宽BWrf的射频信号由天线10接收，然后由带通滤波器20滤波。由带通滤波器产生的滤波的信号被放大器30放大，该放大器优选地具有低的噪声，以便改进接收机的总的噪声因数。
由放大器30放大和滤波的信号然后被平衡混频器40，50下变频到基带，成为同相(I)信道和正交相位(Q)信道。混频器由各自的正弦(I)和余弦(Q)信号驱动，这两个信号是由适当的分路器和移相器70根据由本地振荡器60生成的正弦信号而产生的。按照直接变频原理，本地振荡器信号也具有频率fc。
混频器40，50实际上把来自放大器30的信号与本地振荡器的I和Q信号相乘。每个混频器产生一个信号，它具有经过放大和滤波的接收信号的频率和本振信号的频率的和值与差值。每个差值(下变频)信号的频谱围绕零频率(DC)被折叠，以及从DC扩展到1/2BWrf。
由混频器40，50产生的I和Q信号被带通滤波器80，90滤波，以便去除该和值(上变频)信号以及可能由于附近的RF信号引起的分量。滤波器80，90设定噪声带宽，从而，设定接收机中总的噪声功率。I和Q信号然后被放大器100，110放大，以及被提供给用于进行进一步处理的部件，以便由它们产生解调的输出信号。进一步处理可以包括相位解调、幅度解调、频率解调、或混合解调方案。
直接变频接收机的一个主要的问题是，基带失真除了由靠近接收机的有源元件产生的干扰(例如，在同一个和相邻的RF通信信道上的信号)的二阶产物引起以外，也可能是由本振泄漏产生的纯DC信号引起的。处在基带内的失真会干扰所需要的基带信号，因此恶化直接变频接收机的性能。在某些情形下，这个问题在用于今天的时分多址(TDMA)和宽带码分多址(WCDMA)数字蜂窝系统的高性能接收机中会完全阻碍通信。
二阶非线性连同强的恒定包络RF干扰一起将造成接收信号内的DC分量。这样的DC分量可以被隔直流电容阻挡。
然而，调幅(AM)干扰呈现更大的问题，因为基带上的干扰不是纯DC信号，所以不能很容易地去除。在诸如放大器的非线性器件中，输入信号Vin将产生输出信号Vout。在收发信机内的放大器的特性可被规定为Vout＝c1Vin+c2Vin2+c3Vin3+...，其中输入信号可以是Vin(t)＝v1(t)cos(ω1t)。如果将该输入信号加到放大器的输入端，则输出由下式描述vout(t)=12c2v12(t)+(c1v2(t)+34c3v13(t))cosω1t+12c2v12(t)cos2ω1t+14c3v13cos3ω1t-----(1)]]>从这个公式可以看到，输入信号将产生由下式描述的基带失真分量vbb(t)=12c2v12(t),-----(2)]]>其中常数c2取决于放大器的二阶交截点。二阶交截点可以通过把两个具有不同的频率f1和f2的信号加到放大器而被确定。可以绘出第一频率以及第一与第二频率的和值的输出功率Pout相对f1或f2的输入功率Pin的曲线。通过Pout对f1或f2的Pin的外插可以产生二阶交截点。如果ViIP2是放大器在二阶交截点处的电压输入，则基带电压可被写为vbb(t)=12c1ViIP2v12(t).-------(3)]]>在包含I和Q调制器的应用中，干扰问题可以参照图2进行描述。干扰信号IF是调幅(AM)信号，它产生Q和I信道中的基带干扰，其中VbbI(t)=Ki·v12(t)]]>VbbQ(t)=Kq·v12(t),-------(4)]]>以及Ki和Kq是常数。然而，I和Q信道上的干扰由于信道上干扰信号不同的电平以及IQ解调器中不同的分量而不一定相等。最终得到的信号是与想要的信号相组合的误差信号。误差信号可被写为ϵi=Ki·v12(t)]]>ϵi(t)=Kq·v12(t),------(5)]]>AM干扰连同接收机中的二阶非线性一起产生基带误差矢量。误差矢量的相位是常数，或稍微变化，以及它的幅度正比于干扰的平方包络。由于在I和Q信道上干扰不一定相等，在一般情形下Ki也不一定等于Kq。因此，误差信号被写为ε(t)＝εi(t)+jεq(t)＝rε(t)eJγ， (6)其中re(t)=Ky·v12(t),]]>Ky＝|Ki+jKq|和δ＝arg(Ki+jKq) (7)
其中γ是一个任意的相移，它是常数，或随温度变化而稍微变化。
如上所讨论的，在输入具有恒定包络的情形下，基带将是纯DC分量。由纯DC分量造成的偏移在最简单的情形下可通过隔直流电容进行补偿，或如在授权给Dent的美国专利No.5,241,702中所描述的那样进行补偿。然而，补偿恒定的RF干扰是更复杂的。例如，如果收发信机是全双工型(即，同时发送和接收)，则发送的信号可以是对接收机的非常强的干扰。
通常输入信号的幅度是时间的函数。所以干扰也是时间的函数。在Lindquist的美国专利No.5,579,347中，描述了去除来自调幅(AM)干扰源的干扰的两个方法。
首先，一个切换的干扰源(诸如GSM信号)在每次电源被接通和被关断时会造成一次DC阶跃。对于GSM干扰源，每个时隙(例如，约600微秒)这种阶跃发生一次。由Lindquist描述的方法可消除由切换的干扰源造成的DC阶跃。然而，该方法可运行在其中每个时隙发生一次干扰的DC阶跃的系统，这是有局限性的，它不能解决其中干扰源是调幅的一般情形的问题。
已有几种其它的技术可被利用来处理这个问题。例如，收发信机可以采用双工滤波器。这些滤波器是笨重的，并对于发射信号在接收路径上的衰减方面有严格的要求。发射机和接收机也可以分隔开很大的距离以及通过屏蔽进行隔离，以便减小干扰。另外，可以采用接收机中具有线性极好的以及从而电流消耗很大的放大器的收发信机。
这些技术大大地降低收发信机的效率，以致于在全双工收发信机中使用直接变频接收机被认为是不实际的。然而，基于全双工收发信机的系统正变得越来越通用，对于高比特速率的需求不断增加。例如，当利用宽带CDMA时，就要求这样的收发信机。在宽带CDMA中，接收机-发射机频带的间隔大(例如，130MHz)，这使得更容易利用直接变频接收机。所以，所需要的是有效地补偿在全双工电话的直接变频接收机内的干扰的能力。
发明概要为了解决在收发信机内的直接变频接收机中AM干扰源和非线性引起的干扰有关的问题，误差估值器被利用来减小在接收信号的基带上引入的误差。收发信机内的发射机是对于由该收发信机接收的信号的最强干扰源的知识，可被误差估值器用来从接收信号中减去由发射机引起的干扰。另外，即使对于接收机的I和Q信道的干扰不相等时这也能实现。
在本发明的示例性实施例中，描述了直接变频方法和设备，所述方法包括通过收发信机发射信号，在收发信机处接收输入信号，其中输入信号包括与干扰信号相组合的想要的信号，确定与干扰信号有关的延时，以及在延时后校正输入信号，以便补偿干扰信号。
在本发明的另一个示例性实施例中，描述了在收发信机中用于校正发射机与接收机之间的干扰的校正单元，它包括计算单元，用于确定由发射机发射的平方包络信号；同步单元，用于确定与由接收机接收平方包络有关的延时；延时单元，用于对平方包络施加延时；以及估值器和定标单元，用于根据延时的平方包络确定施加到接收机的补偿值。
在再一个示例性实施例中，描述了用于信号发射和接收的收发信机，它包括直接变频接收机，用于接收进入的信号和把该信号下变频成基带信号；发射机，它接收要被发送的数据和调制该数据，以便发送到目的地；以及误差校正设备，用于利用发射机的已调制的数据和一个延时值来补偿接收机，该延时值表示已发送的信号对接收机进行干扰所必须的时间量。
附图当结合附图阅读以下的详细说明时，将更明白本发明的其它目的和优点，其中相同的数字代表相同的单元，以及其中图1显示直接变频接收机的方框图；图2显示干扰对直接变频接收机的影响；图3显示按照本发明的示例性实施例的收发信机与误差估值器的方框图；图4显示本发明的收发信机的部分视图的方框图；图5显示按照本发明的示例性实施例的误差估值器的详细的方框图；以及图6显示按照本发明的纠错补偿子程序的流程图。
详细说明在以下的说明中，为了解释而不是限制，阐述了各种具体的细节，诸如具体电路、电路元件、技术等，以便提供对本发明的透彻的了解。然而，本领域技术人员将会看到，本发明可以以不同于这些具体细节的其它实施例来实施。在其它的事例中，熟知的方法、装置和电路的详细说明被省略，免得遮蔽对本发明的说明。
这里讨论的示例性无线通信系统被描述为使用码分多址(CDMA)协议，其中在基站与移动终端之间的通信是在多个时隙上进行的。然而，本领域技术人员将会看到，这里揭示的概念可以在其它协议中被使用，其中包括(但不限于)频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、或任何以上协议的某些组合。同样地，某些示例性实施例提供有关GSM系统的说明性实例，然而，这里描述的技术同样可应用于在任何系统中运行的基站和移动台中。
图3上显示按照本发明的示例性实施例的收发信机490的详细的方框图。收发信机490的接收机410通过天线(未示出)接收信号，以及该信号被带通滤波器(未示出)滤波。由带通滤波器产生的已滤波的信号被放大器412放大，它优选地是低噪声放大器，以改进接收机410的信号噪声比。
由放大器412产生的、已放大和滤波的信号被平衡混频器414和416下变频成基带同相(I)和正交相位(Q)信道。混频器由各自的正弦(I)和余弦(Q)信号驱动，这两个信号是由适当的分路器和移相器418根据由本地振荡器417生成的正弦信号而产生的。混频器414，416实际上把来自放大器412的信号与本地振荡器的I和Q信号相乘。每个混频器产生一个信号，它具有已放大和滤波的接收信号和本振信号的频率的和值与差值。
由混频器产生的I和Q信号被低通滤波器420和422滤波，它们可以消除上变频的信号以及由于附近的RF信号引起的分量。滤波器420和422设定噪声带宽，从而设定接收机410中的总噪声功率。I和Q信号然后被可变放大器424和426放大，以及被传送到模拟-数字变换器428和430。可变放大器424和426的增益由接收机410的总的输入信号电平确定，按照本发明，模拟-数字(A/D)变换器428和430的输出经过组合器432和434(用于把A/D变换器的输出与来自误差估值器400的输出相组合)被传送到数字信号处理器445，以供进一步处理。数字信号处理器445可以执行维特比(Viterbi)均衡、RAKE信号处理、幅度和相位解调等等。另外，A/D变换器428和430的输出被传送到自动增益控制器440(AGC)和误差估值器400。AGC440被使用来确定放大器424和426的增益。
收发信机490的发射机在分开的信道上接收I和Q数据，以及通过调制滤波器468和470滤波该数据。调制滤波器468和470的输出被直接输入到误差估值器400和发射机中的数字-模拟(D/A)变换器464，466。数据被传送到滤波器460，462和混频器454，456。混频器由各自的正弦(I)和余弦(Q)分量驱动，这两个分量是从由本地振荡器457结合适当的分路器和移相器458而生成的正弦信号中产生的。混频的信号通过组合器452而被组合，以及通过天线(未示出)被发送到目的地。
当移动台中采用一个收发信机时，如图3所示，接收信号的信号失真是由同一个收发信机发送的信号引起的。图4显示如图所示的收发信机的局部图，它详细显示收发信机490的接收机410与发射机450之间的信号交互作用。在接收机410处接收的信号vrx(t)是从基站接收的想要的信号。信号stx(t)代表在发射机450处发送的信号，而vtx(t)代表由信号vtx(t)的发射引起的、在接收机410处的干扰信号。想要的基带信号是zrx(t)，ε(t)代表由干扰信号vtx引起的基带误差矢量，以及Ztot(t)代表它们的总和。信号xtx(t)代表发射机450要发送的基带信号。在公式中显示的常数K、K1和K2是成比例的数值，以及τ是从基带波形发生器(未示出)到接收机410的延时。
在图5的方框图中详细地显示本发明的误差估值器400的运行依赖于这样的事实在发射机450处输出的信号是最强的干扰信号。由于发射信号被确定为最强的干扰信号，从发射波形导出的误差信号可以从接收信号中被减去。正如参照图3描述的，误差估值器400使用来自收发信机490的接收机410和发射机450的多个输入来补偿接收机的基带中的失真。为了计算误差值εi和εq，如以上在公式5中所显示的，需要确定常数Ki和Kq。由于常数Ki和Kq缓慢地改变，有可能不断地重新计算误差值，以便减小接收信号中的误差。误差值可被加以确定，以及在组合器432和434中从接收信号中被减去。
如图5所示，误差估值器400在发射机450的I和Q信道上接收来自调制滤波器468和470的输出。这些输出在计算单元510处被接收，然后被求平方并且被求和，以便确定发射机450的平方包络r2tx(t)。本领域技术人员将会看到，平方包络可以通过使用其它技术来计算或近似。由于在干扰信号从发射机产生的时间与干扰信号传播到接收链的时间之间有延时，这个延时数值被传送到同步单元520，以便确定从干扰信号的发送到传输到接收机410时的延时。要被应用到平方包络信号的延时τ可以在同步单元520中通过把r2tx(t)与接收的基带信号Zi(tot)(t)的I或Q分量进行相关来确定。回到图3，I信道基带信号被显示为由误差估值器400所使用。然而，本领域技术人员将会看到，Q信道基带信号也可被使用。
一旦通过相关确定延时τ后，它就可以被延时单元530应用到发射机的平方包络r2tx(t)。延时的信号然后被加到估值器540，它确定εi和εq的数值。在确定误差信号之前首先确定Ki和Kq的数值。然而，由于Ki和Kq是缓慢变化的常数，有可能重新计算这些常数而不影响误差估值器400的输出。
图6显示按照本发明的用于补偿收发信机的示例性方法。首先，在步骤620，确定Ki和Kq的数值。这可以如下面参照公式(8)-(12)所描述的那样来完成。由接收机410接收的总的输入信号可被描述为Z‾tot=Z‾rx+Krtx2(t-τ)eiγ]]>结果，由接收机410接收的总的输入信号的I分量(虚部)是Zi(tot)(t)=Zirx+Kirts2(t-τ)-----(9)]]>其中Zi(tot)(t)是接收机接收的已知的实际输入信号以及r2tx(t-τ)是已被时间移位的、已知的发送信号。因此，Zitx(想要的基带信号的虚部)的知识使得有可能去求解Ki。
由于任何的数据信息源可被描述为一个随机过程，其中所有的符号具有相等的概率。如果虚数值或实数值被平均，则结果将是零，因为概率分布是对称的。因此，下面的方程反映出这样的事实，即想要的接收信号I和Q分量的平均值是零1NΣk=1NZtrx(k)=0-----(10)]]>以上对于接收的输入信号的虚部所显示的方程(9)和(10)也可以用于对接收的输入信号的实部进行计算。然后通过在足够数目的样本N上进行平均以使得Zirx和Zqrx可被假设为零，则可以估值常数Ki和Kq，正如下面方程中显示的Ki=Σk=1Nzi(tot)(k)Σk=1Nrtx2(k-n)-------(11)]]>Kq=Σk=1Nzq(tot)(k)Σk=1Nrtx2(k-n),------(12)]]>在计算Ki和Kq期间保持输出功率恒定是重要的。现在回到图6的流程图，在步骤630，一旦找到Ki和Kq，误差补偿值就可被估值。然而，输出功率电平在被使用来补偿接收信号之前，通过使用定标单元550(如图5所示)被使用来定标数值εi和εq。
在步骤640，收发信机通过使用在步骤630得到的估值的误差值而被补偿。例如，一旦确定Ki和Kq，每个以后接收的信号样本就可用以下公式来进行补偿zrx(k)＝Ztot(k)-ε(k). (13)虽然本发明是对于它的优选实施例来描述的，但本领域技术人员将会看到，本发明并不限于这里描述和显示的具体的实施例。除这里描述和显示的实施例以外的不同的实施例和修正方案，以及许多变化、修正和等同物现在都是明显的，或将通过以上的说明和附图被合理地提出，而不背离本发明的范围的要点。
权利要求
1.用于补偿由收发信机产生的发射所引起的、对所述收发信机接收的信号的干扰的方法，包括以下步骤通过所述收发信机发射信号；在所述收发信机处接收输入信号，其中所述输入信号包括与干扰信号相组合的想要的信号；确定与所述干扰信号有关的延时；以及在经过所述延时之后校正输入信号，以便补偿干扰信号。
2.权利要求1的方法，其中所述延时按照信号从所述发射机发送到所述接收机所经历的时间长度来确定。
3.权利要求1的方法，其中所述校正包括从所述接收的输入信号中减去估值的误差。
4.权利要求1的方法，其中所述确定延时的步骤还包括以下步骤使由所述发射机发送的至少一个信号序列与由接收机接收的一个信号序列相同步。
5.权利要求1的方法，其中所述干扰信号包括来自所述发射机的所述发送的信号。
6.用于补偿由收发信机产生的发射所引起的、对所述收发信机接收的信号的干扰的设备，所述收发信机包括发射机装置，用于发射信号；接收装置，用于接收输入信号，其中所述输入信号包括与干扰信号相组合的想要的信号；确定装置，用于确定与所述干扰信号有关的延时；以及校正装置，用于在经过所述延时之后校正输入信号，以便补偿干扰信号。
7.权利要求6的设备，其中所述延时按照信号从所述发射机发送到所述接收机所经历的时间长度来确定。
8.权利要求6的设备，其中所述校正装置还包括相减装置，用于从所述接收的输入信号中减去估值的误差。
9.权利要求6的设备，其中所述确定装置还包括同步装置，用于使由所述发射机发送的至少一个信号序列与由接收机接收的一个信号序列相同步。
10.权利要求6的设备，其中所述干扰信号包括来自所述发射机的所述发送的信号。
11.在收发信机中用于校正发射机与接收机之间的干扰的校正单元，所述校正单元包括计算单元，用于确定由所述发射机发射的信号的平方包络；同步单元，用于确定与由所述接收机接收所述平方包络有关的延时；延时单元，用于对平方包络施加所述延时；以及估值器和定标单元，用于根据所述延时的平方包络来确定施加到所述接收机的补偿值。
12.权利要求11的校正单元，其中所述同步单元接收来自所述接收机的基带信号和所述发射机的所述平方包络信号，以及执行校正子程序。
13.用于信号发射和接收的收发信机，包括直接变频接收机，用于接收进入的信号和把该信号下变频成基带信号；发射机，它接收要被发送的数据和调制该数据，以便将其发送到目的地；以及误差校正设备，用于利用所述发射机的所述已调制的数据和一个延时值以便补偿所述接收机，该延时值表示已发送的信号对所述接收机进行干扰所必须的时间量。
14.权利要求13的收发信机，其中所述校正单元还包括计算单元，它使用所述发射机的所述调制的数据来计算和输出一个代表发射机的平方包络的信号。
15.权利要求14的收发信机，其中所述校正单元还包括同步单元，它接收所述计算单元的输出，以及确定所述延时并将其输出到延时单元。
16.权利要求15的收发信机，其中所述延时单元把所述延时施加到代表发射机的平方包络的信号上。
17.权利要求16的收发信机，其中所述误差校正装置还包括估值器，它将一组常数确定为Ki=Σk=1Nzi(tot)(k)Σk=1Nrtx2(k-n)]]>Kq=Σk=1Nzq(tot)(k)Σk=1Nrtx2(k-n),]]>其中Zirx(k)和Zqrx(k)是想要的基带矢量，r2tx(k-n)是所述发射机的平方包络，以及n是延时，并且其中所述估值器根据所述的一组常数来确定误差值从而补偿所述接收机。
18.权利要求17的收发信机，其中所述误差校正装置还包括定标单元，它在所述误差值被使用来补偿所述接收机之前通过利用所述发射机的输出功率电平来定标所述误差值。
全文摘要
为了解决在收发信机内的直接变频接收机中AM干扰源和非线性引起的内干扰有关的问题,误差估值器被利用来减小在接收信号的基带上引入的误差。关于收发信机内的发射机是对于由该收发信机接收的的信号的最强的干扰源的知识可被误差估值器使用来从接收信号中减去由发射机引起的干扰。另外,即使对于接收机的I和Q信道的干扰不相等时这也能实现。
文档编号H04B1/10GK1390393SQ00815569
公开日2003年1月8日 申请日期2000年8月29日 优先权日1999年9月10日
发明者M·赫尔马克 申请人:艾利森电话股份有限公司