专利名称：改进的截波混频器的装置和方法
技术领域：
本发明一般涉及截波混频器(chopping mixer)，具体地说(尽管不是排它的)涉及诸如直接变换接收器的射频电路。
美国专利US-A-5 859 559(Raytheon公司)中描述了一种适于作为集成电路的一部分的混频器结构。通过引入能够增强输入差分放大器的跨导的涓流电流，可以避免虚假信号。
英国专利申请No.GB-A-2 151863(东芝公司)描述了具有第一和第二差分放大器的放大器电路。交换电路可以增加输出信号的动态范围。将第一和第二输出应用于负载，以获得第一和第二信号的乘积。
本发明的一个目标是提供一种改进截波混频器性能的方法和装置，其中，消除了上述缺点。
根据本发明的第二个方面，提供了一种如权利要求13所述的、操作截波混频器的方法。
电压-电流(V-I)转换器130由双极晶体管132和134组成，双极晶体管132和134基极共连，以接收偏压Vb。来自输入断路器单元120的断路器晶体管122-128的输出各自连接到电压-电流转换器130中的双极晶体管132和134的发射极，因此，晶体管在它们的集电极吸收与来自输入断路器单元120的电压输出信号Vip和Vin分别成比例的电流Ip和In。
射频(RF)混频器单元140由两对双极晶体管142&144和146&148组成。晶体管142和148的基极共连，以接收输入信号LOn，晶体管144和146的基极共连，以接收输入信号LOp，信号LOn和Lop形成将要与差分输入信号RFp、RFn进行混合(在RF输入端口)的差分输入信号。双极晶体管142和144的发射极共同连接到双极晶体管132的集电极，双极晶体管146和148的发射极共同连接到电压-电流转换器130的双极晶体管134的集电极。双极晶体管142和146的集电极共同(经电阻Rip)连接到参考电位源Vpp，双极晶体管144和148的集电极也共同(经电阻Rin)连接到该连接到参考电位源Vpp。
AC耦合单元150由电容器Cn和Cp组成。电容器Cn的一个电极连接到共同连接在一起的双极晶体管142和146的集电极，电容器Cp的一个电极连接到共同连接在一起的双极晶体管144和148的集电极。正如将在下面解释的，可以以可编程的电容器结构(未示出)来实现电容器Cn和Cp，以允许改变它们的电容量。
输出断路器单元160由两对MOSFET断路器晶体管162&164和166&168组成。连接断路器晶体管162-168以接收断路器时钟信号clkp和clkn，并将它们连接到AC耦合单元150以分别地接收来自电容器Cn和Cp的电压信号Vnc和Vpc。断路器元件162和164的输出交叉连接，以(在BB输出端口)生成差分输出信号Von和Vop，这两个信号与差分输出信号RFn和RFp(在RF输入端口)和LOn和Lop(在LO输入端口)混合。
下面分析AC截波混频器100的性能在断路器输出级，差分输出对差分输入的关系由下式给出在clkp激活的时候(clkp＝1，clkn＝0)，Vop＝Vpc和Von＝Vnc在clkn激活的时候(clkp＝0，clkn＝1)，Vop＝Vnc和Von＝Vpc。
这得到了下列等式在clkp激活的时候，Vop-Von＝Vpc-Vnc，和在clkn激活的时候，Vop-Von＝-(Vpc-Vnc)。
因此，差分输入信号Vp-Vn乘以时钟信号clk，这样信号Vp-Vn就从clk向下转换到DC，这样，Vop-Von＝(clkp-clkn)(Vpc-Vnc)。
然而，对于共模来说，情况是不同的，即共模输出对共模输入的关系由下式给出在clkp激活的时候，Vop+Von＝Vpc+Vnc，和在clkn激活的时候，Vop+Von＝Vpc+Vnc。
因此，在共模中，断路器级的输出与输入相同，这样Vop+Von＝Vpc+Vpn。
因此，可以看到，断路器级没有改变共模信号输入。
同样，应当理解，RF混频器的特征类似于断路器级，即，差分输出对差分输入的关系由下式给出当LOn激活时，(LOn＝1，LOp＝0)，则Vp-Vcc＝-Rip·Ip，且Vn-Vcc＝-Rin·In，和当LOp激活时，(LOn＝0，LOp＝1)，则
Vp-Vcc＝-Ri·Ip，和Vn-Vcc＝-Rin·Ip。
于是，在LOn激活的时候，Vp-Vn＝Ri(In-Ip)，和当LOp激活的时候，Vp-Vn＝Ri(Ip-In)。
因此，Vp-Vn＝(LOp-LOn)Ri(Ip-In)。
同样，共模输出对共模输入的关系由下式给出在LOn激活的时候，Vp+Vn＝-Ri(Ip+In)+2Vcc，和当LOp激活的时候，Vp+Vn＝-Ri(Ip+In)+2Vcc。
这样，应当理解，RF混频器级没有改变共模信号输入。
尽管将V-I转换器理想化为线性级，事实上，对输出电流引入了非线性特征，这种模型可以表示为电压输入Vip和Vin多项式关系。只考虑二次输出电流，并且抛弃有用的信号，得到下面的关系式Ip＝a2p(Vip)2，和In＝a2n(Vin)2所生成的二次电流成分将在低频呈现。这些二次电流生成共模电流信号Ip+In＝a2p(Vip)2+a2n(Vin)2这将导致在RF混频器输出共模电压信号，即Vp+Vn＝-Ri(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)+2Vcc这占用了与电流信号相同的频谱，即在低频上，因此AC耦合网络将减少在这些低频上的信号(可以在截波时钟频率的大约2.5％到5％的范围内选择AC耦合转角频率，并可以通过使用前面提及的可编程的电容器结构，来实现在这个范围内变化)。
同样，考虑到在用于那些二极成分的RF混频器输出处的单端电压(single ended voltage)(假设现在Rip不同于Rin，(即电阻不匹配))，得到如下关系式在LOn激活的时候，Vp＝Vcc-Ripa2p(Vip)2，和当LOp激活的时候，Vp＝Vcc-Ripa2n(Vin)2。
Vp可以这样表示Vp＝Vcc-Rip(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2+(LOp-LOn)Rip(a2p(Vip)2-a2n(Vin)2)/2Vn可以这样表示Vn＝Vcc-Rin(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2-(LOp-LOn)Rin(a2p(Vip)2-a2n(Vin)2)/2对于Vp和Vn，项Rix(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2为由于通过电容器DC阻断减少的二极成分而导致的低频共模变量。项(LOx-LOn)Rix(a2p(Vip)2-a2n(Vin)2)/2将通过本地震荡器频率而移去，这样就容易将其滤掉，从而就使其影响最小化。
不考虑第二项，Vpc和Vnc就可以这样表示Vpc＝Hpc*Vcc-Rip(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2*Hpc示中，Hpc是正向通路上的高通滤波器，*表示卷积运算，和Vnc＝Hnc*Vcc-Rin(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2*Hnc示中，Hnc是负向通路上的高通滤波器，*表示卷积运算。
在输出断路器处，可以满足下列关系式Vop+Von＝Vpc+Vnc，和Vop-Von＝(clkp-clkn)(Vpc-Vnc)，
导出下列关系式Vop+Von＝(Hpc+Hnc)*Vcc-(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2*(Rip Hpc+Rin Hnc)，AC耦合降低了二次共模成分，且Vop-Von＝(clkp-clkn)(Hpc-Hnc)*Vcc+(clkp-clkn)(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2*(Rin Hnc-Rip Hpc)。
这假设了输出断路器级是完全匹配的，即{clkp}＝{clkn}。然而，不完全匹配的输出断路器将限制差分二次成分的削减，并将产生等于如下的项值(例如，由于非50％的占空系数(duty cycle)时钟或不相似的开关造成)(占空系数-50％)(a2p(Vip)2+a2n(Vin)2)/2*(Rin Hnc-Rip Hpc)。
在这种情况下，如果在低频区域(0-200KHz)，(Rin Hnc-RipHpc)远远小于(Rin-Rip)，AC耦合将提供相对于非AC耦合网络的、附加的IP2的增益改善。然而，输出断路器引入的二次非线性因素将限制IM2的差分性能。
现在参考图3，(可能作为上述AC截波混频器100的替换的)第二AC截波混频器200与混频器100共用许多组件，在图3中，这些共用的组件的参考序号与
图1中的相同。
第二AC截波混频器200与混频器100的区别在于(尽管在第一混频器100中，LO输入直接连接到混频器单元140，RF输入经截波单元120和电压-电流转换器单元130连接到混频器单元140)在第二混频器200中，LO输入经由MOSFET断路器晶体管222、224、226和228组成的断路器单元220连接到混频器单元140，RF输入经电压-电流转换器单元130连接到混频器单元140。可以看到，在第二混频器200中，如同在混频器100中一样，混频器单元140的输出经AC耦合单元150连接到输出截波单元160，而输出截波单元160的输出又连接到BB输出。
应当理解，第二混频器200的功能类似于前述混频器100的功能。同样应当理解，第一和第二混频器都将以非理想的方式对RF输入端口的信号作出响应，这个信号与LO输入端口的本地震荡器频率的区别在于，它的频率是截波时钟信号clkn和clkp的频率fclk的整数倍。然而，应当理解，在第二混频器200中，通过将输入截波级从第一混频器的RF输入端口转移到第二混频器的LO输入端口，这种非理想信号响应相对于第一混频器100减小了。按照这种方法，可以理解，通过通过较高的虚拟响应隔离(spurious response isolation)，第二混频器200提供了好于第一混频器100的性能。
应当理解，上述用于改善截波混频器性能的方法和装置带来了如下好处●通过对双极混频器输出的AC耦合，当在截波模式下运行时，由于在输出截波级之前，将信号集中在截波时钟频率而不是在DC中，从而获得好处。
●同样，AC耦合能够将共模信号从0-200KHz的所需频率范围中除去。
●同样，耦合电容器同样DC阻断了在每个信号末端输出呈现的二次成分，导致二次IP2得到改善。
●断路器混频器和RF双极混频器具有相似的特征，它们的共模输出对共模输入等于1，并不会导致任何频率转移；然而，差分输入的频率将转移。这意味着只有在整个混频器设备中生成的低频共模信号(0-200KHz)将以低频共模信号出现在输出端。大部分这种低频共模信号主要在V-I转换器级中，由混频器设备的二次非线性生成，但是AC耦合将阻断这些成分，并降低它们的量级。
权利要求
1.一种截波混频器(100)，包括混频器装置(140)，其对接收到的信号(Ip、In、LOp、LOn)进行混频，并从生成混频信号(Vp、Vn)；输出截波装置(160)；和耦合装置(150)，其将所述混频信号耦合到所述输出截波装置的，其特征为所述耦合装置包括AC耦合装置(Cn、Cp)。
2.如权利要求1中所述截波混频器，其中所述AC耦合装置包括用于使AC信号通过而阻断DC信号的电容器装置(Cn、Cp)。
3.如权利要求1或2中所述截波混频器，其中所述混频器装置包括双极晶体管混频器(142、144、146、148)。
4.如权利要求1、2或3中所述截波混频器，其中所述输出截波装置(160)包括MOSFET晶体管(162-168)。
5.如前面任何一项权利要求中所述的截波混频器，还包括输入截波装置(120，220)，用于对输入到其上的输入信号进行截断，并将所述截波的输入信号耦合到所述混频器装置。
6.如权利要求1-4中任意之一的所述截波混频器，还包括连接到所述混频器装置的输入端的电压-电流转换器装置(130)，用于将电压信号转换成电流信号以应用于所述混频器装置。
7.如权利要求1-4中任意之一的所述截波混频器，还包括输入截波装置(120)，用于对输入到其上的输入信号进行截波，和用于生成已截波的输入电压信号；和在所述输入截波装置和所述混频器装置之间连接的电压-电流转换器装置(130)，用于将代表所述已截波的输入电压信号的电流信号。
8.如权利要求1-4中任意之一的所述截波混频器，还包括连接到所述混频器装置的第一输入端的输入截波装置(220)，用于将应用于所述输入截波装置的已截波的输入信号加到其上；和连接到所述混频器装置的第二输入端的电压-电流转换器装置(130)，用于将代表应用于所述电压-电流转换器装置的电压信号的电流信号加到其上。
9.如权利要求5、7或8中的所述截波混频器，其中所述输入截波装置(120、220)包括MOSFET晶体管(122-128、222-228)。
10.如前面任何一项权利要求中的所述截波混频器，其中所述信号是差分信号。
11.如前面任何一项权利要求中的所述截波混频器，其中所述AC耦合装置具有大约在所述截波装置的频率的2.5％到5％的范围内的转角频率。
12.一种直接转换无线接收器(110)，其包括如权利要求1-11中任意之一中的所述截波混频器。
13.一种用于操纵截波混频器(100)的方法，所述方法包括提供混频器装置(140)，所述混频器装置用于对其接收到的信号(Ip、In、LOp、LOn)进行混频，并用于生成混频信号(Vp、Vn)；提供输出截波装置(160)；和提供用于将所述混频信号耦合到所述输出截波装置的耦合装置(150)，其特征为所述耦合装置包括AC耦合装置(Cn、Cp)。
14.如权利要求13中的所述方法，其中所述AC耦合装置包括用于使AC信号通过而阻断DC信号的电容器装置(Cn、Cp)。
15.如权利要求13或14中的所述方法，其中所述混频器装置包括双极晶体管混频器(142、144、146、148)。
16.如权利要求13、14或15中的所述方法，其中所述输出截波装置(160)包括MOSFET晶体管(162-168)。
17.如权利要求13-16中任意之一的所述方法，还包括提供输入截波装置(120、220)，以对输入到其上的输入信号进行截波，并且将已截波的输入信号耦合到所述混频器
18.如权利要求13-16中任意之一的所述方法，还包括提供连接到所述混频器装置的输入端的电压-电流转换器装置(130)，以将电压信号转换成电流信号，应用于所述混频器装置中。
19.如权利要求13-16中任意之一的所述方法，还包括提供输入截波装置(120)，其用于对加到其上的输入信号进行截波，和用于生成已截波的输入电压信号，和提供电压-电流转换器装置(130)，其连接于所述输入截波装置和所述混频器装置之间，以将代表所述已截波的输入电压信号的电流信号加到其上。
20.如权利要求13-16中任意之一的所述方法，还包括提供输入截波装置(220)，其连接到所述混频器装置的第一输入端，用于将应用于所述输入截波装置的已截波的输入信号加到其上；和提供电压-电流转换器装置(130)，其连接到所述混频器装置的第二输入端，用于将代表应用于所述电压-电流转换器装置的输入电压信号的电流信号加到其上。
21.如权利要求17、19或20中的所述方法，其中所述输入截波装置(120、220)包括MOSFET晶体管(122-128、222-228)。
22.如权利要求13-21中任意之一的所述方法，其中所述信号是差分信号。
23.如权利要求13-22中任意之一的所述方法，其中所述AC耦合装置具有大约在所述截波装置的频率的2.5％到5％的范围内的转角频率。
全文摘要
本文公开了一种用于改进截波混频器(100)的装置和方法，所述截波混频器具有用于对其接收到的信号(Ip、In、LOp、LOn)进行混频的双极混频器级(140)；输出截波级(160)；和用于将所述混频信号耦合到所述输出截波级的AC耦合级(150)。在截波输出级之前，将所述信号集中在截波时钟频率而不是在DC中。AC耦合能够将共模信号从所希望的频率范围中除去。同样，耦合电容器同样对在每个信号末端输出呈现的二次成分进行DC截波，导致二次IP2性能得到改善。
文档编号H04B1/30GK1448006SQ01814137
公开日2003年10月8日 申请日期2001年7月16日 优先权日2000年8月17日
发明者纳迪姆·哈拉特, 埃迪·洛伦森－卢阿塞斯, 巴巴克·巴斯塔尼 申请人:摩托罗拉公司