专利名称：用于处理具有非恒定包络的调制信号的计算电路和方法
技术领域：
本发明涉及用于改进对具有非恒定包络(如多载波或单载波QAM)的调制信号进行处理的计算电路和方法，具体涉及对所述调制信号应用分解算法以便从中生成具有理想特性(如峰值对平均功率比降低的)的分解信号，以在发送之前作进一步的处理。
背景技术：
诸如多载波调制方案(如正交频分复用(OFDM))和单载波正交幅度调制(QAM)的非恒定包络调制方案经常通过以数字方式产生这些调制信号来实现(即由计算装置，通常指数字信号处理器(DSP)来实现)。这种计算调制同时应用于采用非恒定包络调制方案的无线和有线应用中。例如，有线应用可以是xDSL传输系统，而无线(RF)应用可以是802.11a无线LAN标准或其变型、或者诸如LMDS或MMDS的宽带固定无线系统。在所述应用中，通常在对数据进行调制之前对其进行扰码、编码和交织。就无线应用而言，计算调制在信号馈送到数模转换器(DAC)之前执行，随后再经上变频和放大以便无线传输。
有利的是，计算调制实现方案可以以更经济的方式实现多载波调制和单载波QAM收发信机。如本说明所述，本发明者已发现，这种计算调制环境提供了一种合适的框架，其中，可以在调制过程执行之前和/或之后对波形施以其他预处理和/或辅助计算，以便取得改善的电路性能。术语“计算性调制”和“数字式产生调制”在本说明书中互换使用，这些术语在本文中的含义旨在与计算装置所执行的调制相同。
RF发射机的上变频器和功率放大器必须对调制载波执行失真最小的频移和放大。对于传统的单载波调制方案，这意味着对上变频器而言合理的低动态范围以及对功率放大器而言合理的小功率补偿(从1分贝压缩点起)。但是，为了在多载波OFDM或单载波QAM调制方案中实现最小失真，上/下变频器必须具有很高的动态范围(即，它们必须是线性的，并因此必须具有高压缩点)，并且由于会碰到高的峰值对平均功率比，功率放大器需要有大的功率补偿(如12分贝)。高动态范围要求和大功率补偿要求都使发射机消耗很高的直流功率，这就成了无线或有线应用的OFDM和QAM缺点。
802.11a 5千兆赫兹无线标准的已知设计集成了下列发射机功能扰码、编码、IFFT(快速傅立叶反变换)产生、调制、上变频以及功率放大，但没有直接解决与OFDM相关的高的峰值平均功率比的问题。因此需要一种802.11a芯片结构，这种芯片结构集成了802.11a 5千兆赫兹OFDM无线标准的MAC、PHY和RF功能，并使高动态范围和大功率补偿要求最低。更具体地说，对于所述无线应用，需要一种电路，这种电路将使得能够使用功率效率高的、动态范围受限的RF电路，如S类功率放大器(也称为D类或开关模式功率放大器)和低压缩点的上变频器。
对于有线xDSL应用，也需要取得较高的频率效率，因此对这类应用而言，提供允许使用高效率放大器级(例如S类)的装置，也将是有利的。
OFDM和其他相关的多载波调制方案基于重复将多个符号分配给多个载波，并计算IFFT以获得要发送的时间波形序列段。OFDM调制的一个重要问题是每次IFFT运算的时间序列输出期间可能出现很高的峰值对平均功率比。波峰将会出现在多数载波频率同相时(如果波峰出现，则由于时间样点数较少，在相同IFFT时间段中不会出现第二个波峰)。为了建立解调判决所用的相位参考，周期性地在多个载波频率之间插入训练谐波。
对OFDM调制器而言，每个IFFT运算的时间序列输出的前几个样点构成保护间隔。保护间隔出现在多径信道将要稳定的时间期间内。为了使全部IFFT数据序列可供接收机操作，将前几个样点周期性地循环移位，然后附加到IFFT的尾部。用加权函数对前置码之后的时间样点作加窗处理，以便控制频率旁瓣。典型的加权函数是不规则四边形的波形，它将开始和结尾处的1个时间样点加权到0.5。
根据傅立叶变换对的称之为移位特性的已知特性，一个域内的移位对应于其他域内的复旋转(相位移位)。此外，对于FFT/IFFT实现，频域内与频率有关的渐进式相移与对应时间波形段的周期性移位相对应。
发明概述本发明者已经发现，通过在对信号进行调制之前和/或之后利用计算环境将具有不符合要求的特性的信号分解成不具有这种不符合要求的特性的一个或多个结果信号，可以提高以数字方式产生调制信号的电路的性能。具体地说，本发明者已经提出了针对计算性非恒定包络调制方案的电路设计的改进方法，根据改进方法要将调制波形分解成分别具有低的峰值对平均功率比的分量。这些分解过程最好这样来执行，即在调制过程之前和/或之后对波形应用预处理和/或辅助计算。有利的是，这些分解过程产生峰值对平均功率比降低的波形，而且实现这些过程的电路在上变频和功率放大方面的功耗大大减少。令人惊讶的是，与执行计算性调制的已知电路形成显著的对比，本发明者的分解过程所产生的调制信号形式上适于由发射机模拟侧的S类功率放大器和(无线应用情况下的)低压缩点上变频器作进一步处理。
根据本发明，提出了一种用于发射机中的信号分解电路，该电路设置为与发射机的调制电路相配合，以数字形式产生非恒定包络调制信号。数字信号处理器配置为将具有不符合要求的特性的预定信号分解成一个或多个不具有不符合要求的特性的分段(即解构)信号，由此，从分段信号形成的信号在重新组合起来以便传输之前，由频率效率高的、动态范围受限的模拟电路对其执行到模拟信号的转换并加以处理。例如对OFDM电路而言，不符合要求的特性可能是相对较高的峰值对平均功率比。调制电路包括反傅立叶变换处理器，而分解电路可以在反傅立叶变换器之前或之后起作用。
本说明书公开了几个根据本发明的示范性计算引擎。这些引擎彼此配合，允许实现电路复杂性减小、可重用且功耗性能改善的电路结构。有利的是，通过将调制信号分解成具有低的峰值对平均功率比的分量(如分段信号)，可以采用多个完全相同的具有低动态范围和小功率补偿的模拟电路(例如，对于RF发射机应用，采用多个完全相同的上变频器/功率放大器电路而非一个高动态范围上变频器和大功率补偿放大器)。在分段信号经模拟电路(例如对RF发射机而言的上变频器和功率放大器，或者对有线发射机而言的放大器)处理之后，重新合并成调制信号。这使模拟电路的复杂性和性能要求最小，减少了直流功耗以及所需的外围部件数量。
根据本发明的一个方面，分解电路可包括载波分类引擎，此载波分类引擎配置为将预定信号的载波分成多个组，每组形成一个分段信号，由此，调制电路包括多个配置为对分段信号作变换处理的反傅立叶变换处理器，每个反傅立叶变换处理器比对预定信号本身执行变换所需的要小。在优选实施例中，可以一种以上的方式同时对载波进行分类，以便生成对应各组的多个备选信号，由此根据峰值对平均功率比选择分段信号。
根据本发明的另一方面，分解电路可包括相量分段引擎，此相量分段引擎配置为将预定信号分解成多个相等的、幅度可变的分段信号，这些分段信号的相量可合并成对应于预定信号的相量，其中，分段信号的幅度是预定信号的幅度在其平均幅度附近变化的预定比例。相位分段引擎将反傅立叶变换处理器输出的复时间样点序列被转换成在两个相位上相等的、幅度可变的两个相量的并行序列，由此这两个相位分别计算为θ-Φ和θ+Φ，而Φ＝cos-1(0.5V/V向量)，其中V是预定信号的当前复时间样点的幅度，而V相量是计算为K1V-K2(其中K1和K2是常数)的分段信号的幅度。
在一个实施例中，相量分段引擎将预定信号分解成多个相等的、幅度恒定的分段信号。当将预定信号分解成两个分段信号时，预定信号最好由在反傅立叶变换处理器之前工作的另一分解电路加以预处理。所述另一分解电路可包括载波分类引擎。或者，所述另一分解电路可包括预处理相量分段引擎，用于在处理预定信号之前对另一预定信号进行预处理。在这种实施例中，预处理相量分段引擎将所述另一预定信号分解成多个相等的、幅度可变的预处理分段信号，这些分段信号的相量合并成对应于所述另一预定信号的相量。预处理分段信号的幅度是所述另一预定信号的幅度在其平均幅度附近变化的预定比例。
在将预定信号分解成两个分段信号的相量分段引擎的实施例中，将反傅立叶变换处理器输出的复时间样点序列转换成分别在计算为θ-Φ和θ+Φ的两个相位上幅度均等于Vmax/2的两个等幅相量的并行序列，由此Φ＝cos-1(V/Vmax)，其中θ是预定信号的相位，而V是预定信号的当前复时间样点的幅度以及Vmax是所述序列期间预定信号的最大幅度。
在将预定信号分解成两个分段信号的相量分段引擎的实施例中，将反傅立叶变换处理器输出的复时间样点序列转换成在分别计算为θ-Φ、θ+Φ和θ的三个相位上幅度均等于Vmax/3的三个等幅相量的并行序列，由此，Φ＝cos-1[(1.5V/Vmax)-0.5]，其中V是预定信号的当前复时间样点的幅度，而Vmax是所述序列期间预定信号的最大幅度。
根据本发明的另一方面，分解电路可包括虚拟跃距(range-hopping)引擎，此引擎配置为将反傅立叶变换处理器的波峰信号输出移位到预定由预选的窗口函数加以衰减的时间样点上。预定信号的预处理可由此虚拟跃距引擎执行。或者，预定信号的预处理可由轻加窗引擎来执行，轻加窗引擎配置为省略上述的波峰移位操作但包括预选窗函数执行的上述衰减操作。
附图简述现将参照具体与例如802.11a无线发射机设计有关的附图对本发明的前述示范性实施例作详细说明(但应理解，本发明并不限于这类特定应用，并且可以按照需要适当地应用于有线或无线应用)。
图1(a)和图1(b)是无线电发射机的部件框图，它包括根据本发明进行预处理和配合数字式产生调制处理的信号分解引擎，其中，图1(a)说明使用虚拟跃距引擎进行预处理，而图1(b)说明用于这种预处理的备选信号处理功能，即轻加窗引擎。
图2(a)和图2(b)是说明各相量(载波信号)相加以产生峰值对平均功率比的预定峰值(图2(a))和平均(图2(b))功率电平。
图3是说明作为总的OFDM调制器组成部分的载波分类信号处理引擎所执行的步骤的框图。
图4(a)、4(b)和(c)说明对IFFT(a)的符号输出应用轻加窗函数(b)以衰减符号(c)内的高波峰。
图5(a)和图5(b)说明预定(期望的)相量V(为调制信号)的两个矢量图，各图显示不同的时刻((a)和(b))的预定相量V，预定相量V是经连续旋转以跟踪预定相量的时变幅度和相位的两个等幅分段相量(K1V-V2)之和，由此这两个分段相量的幅度依赖于V的值(并因此是连续调节的)；图6是说明由数字信号处理器(和虚框所示无线发射机的RF电路)执行的用于产生图5所示两个分段相量的计算步骤的流程图。
图7(a)和图7(b)说明预定相量V(为调制信号)的两个矢量图，各图显示不同时刻((a)和(b))上的预定相量V，预定相量V是两个连续旋转以跟踪预定相量的时变幅度和相位的等幅(Vmax/2)分段相量之和，由此，这两个分段相量的幅度依赖于样点期间V的最大幅度(并因此是恒定的)。
图8(a)和图8(b)说明预定相量V(为调制信号)的两个矢量图，各图显示不同时刻((a)和(b))上的预定相量V，预定相量V是三个连续旋转以跟踪预定相量的时变幅度和相位的等幅(Vmax/3)分段相量之和，由此，这三个分段相量的幅度依赖于样点期间V的最大幅度(并因此是恒定的)。
图9(a)、9(b)和(c)说明虚拟跃距信号处理引擎所执行的处理，图9(a)显示IFFT运算的时间序列输出以及其中出现的波峰，图9(b)显示在保护间隔中包含轻加窗函数的梯形符号加窗函数，以及图9(c)显示时间序列输出移位到波峰与采样窗口的下降斜坡对齐的点，以便对波峰进行衰减(并且轻加窗函数还衰减保护间隔内的重复波峰)；以及图10是说明作为总的OFDM调制器的组成部分的虚拟跃距信号处理引擎所执行的步骤的框图。
说明性实施例的详细说明将根据本发明所要求保护的预处理和/或辅助计算信号处理引擎添加到(无线或有线)发射机电路中DSP(数字信号处理器)调制器所执行的标准计算处理中。这些处理引擎将预定的调制波形分解成在本说明书中称之为分段信号的分量。有利的是，这些分段信号分别具有低的峰值对平均功率比，对其可以采用具有低动态范围和小功率补偿的多个完全相同的模拟电路。令人吃惊的是，本发明者已发现因此而可采用S类功率放大器以及低压缩点上变频器(对无线应用而言)，并且这表示对非恒定包络调制方案所用的已知计算电路的显著的和实质上的改进。在模拟电路处理之后，分解得到的信号分量(即分段信号)重新合并成预定调制波形(在802.11a发射机的例示实例中为多载波OFDM调制波形)。应理解，使用例示OFDM调制器并不是为了将本发明的范围限制为这种多载波调制器，在备选实施例中，本发明可以适当地应用于其他包括单载波QAM计算调制器的非恒定包络调制方案。
本说明书中所提及的“分解”预定信号意味着，对信号(其特征可能是较“不理想”的波形)进行处理，以将其变换成对应的信号和/或将其进一步划分成段(即解构)信号，这些分段信号的特征是以外信号传输信道的端到端限制的观点来看“比较理想”的信号。为了方便，本说明书中所述的分解引擎所作用的信号称为预定信号，或者，对载波分类引擎而言，则可称为预调制信号。
图1(a)和图1(b)是包括根据本发明的、应用预处理和辅助数字式产生调制处理的信号分解引擎的发射机结构框图。在这些所示实施例中的每个实施例中，在输入信号5经扰码器10、编码器20以及比特和频率交织器处理块30、40处理之后，根据本发明的一个方面的载波分类引擎50对预调制信号45作预处理。载波分类引擎50将信号45分解成作为IFFT 60的输入的两个分段信号55，其中每个分段信号具有较低的峰值对平均功率比。有利的是，每个分段信号55不需要与预调制信号45本身所需一样大的IFFT 60(即不需要这种预处理)，因此每个IFFT 60可以相对较小。在这些示范性实施例中，经载波分类引擎50预处理以及经IFFT变换之后，调制信号65再经虚拟跃距引擎100(在图1(a)所示实施例的情况下)或轻加窗引擎70(在图1(b)所示实施例的情况下)预处理，以从中删除峰值(藉此，如果较少量的衰减令人满意则优先使用轻加窗引擎70)。虚拟跃距或轻加窗引擎输出的信号75由相量分段引擎80加以分解，由此输出的相应分段信号85输入到数模转换器(DAC)90中。
每个信号分解处理引擎50、80均从输入的预定信号得到多个输出分段信号，由各引擎50、70、80和100产生的这些输出分段信号具有比输入的预定信号更好的峰值对平均功率比。就载波分类引擎50而言，分解操作在频域进行(在IFFT运算之前)，而对于虚拟跃距、轻加窗和相量分段引擎而言，分解操作则在时域进行(在IFFT运算之后)。这些分解引擎输出的分段信号不必是正交的。但是，分解操作本质上必须是线性的，以便允许将经过功率放大的输出分段信号85重建为对应于从中导出预定信号的信号。
通过图2和图3来说明根据本发明的一个方面的载波分类信号处理引擎。在频域中，该引擎将多载波OFDM调制信号45的载波分成两个或两个以上的组(本例示实施例中采用两组)，其中每组具有改善的峰值对平均功率比。对于诸如OFDM之类的调制方案，所得的峰值对平均功率比是各相量在波峰期间“同相”相加(参见图2(a))、而在其他时间“随机”相加的结果(参见图2(b))。在不同于波峰出现的时间，构成信号总功率的各相量(载波)的功率之和对应于各相量幅度的平方根之和。
(在波峰时刻)的相量幅度之和与(在所有其他时刻)的相量幅度的平方根之和之间的差值随OFDM变换中元素个数增加而增大。对于规模给定的变换，此差值通过将用于变换(各载波的调制)的复元素分成两个(或两个以上的)组而得以减小。然后将这些组应用到两个(或两个以上)更小的变换(IFFT)上，其中每个组具有适当的比例因子，用于解释“缺少的”元素。
参照图3，将IFFT引擎输入端的复元素序列分成偶序号组和奇序号组(偶序号载波和奇序号载波)并应用到两个较小的IFFT引擎上。各IFFT输出的相应的峰值对平均功率比比单个较大IFFT引擎(在缺少这种载波分类处理时会需要这样的引擎)的小3分贝。根据图1所述的实施例，当载波分类引擎50用作预处理引擎时，两个IFFT输出65施加到辅助相量分段引擎80上(以及，如所示，可选地，还可以在输出65输入相位分段引擎80之前由轻加窗引擎70对其进行预处理)。或者，对于不同的实施例，可能希望只使用载波分类引擎，在此情况下，输出65可以直接馈送到数模转换器90(如图3中虚线所示)，并在数模转换器90处理之后馈送到并行上变频器(对例示的无线802.11a应用而言)和功率放大器(具有少3分贝的动态范围和补偿要求)，之后才合并以便传输。
可选地，最好可以对载波分类引擎50的前述单一分类算法加以改进，从而以一种以上的方式同时对(一定数量组中任意给定组的)载波进行分类，并对所得的信号分类结果进行评价，然后将具有最佳峰值对平均功率比的组选为输出信号55。
图4(a)、4(b)和4(c)说明可选的预处理轻加窗引擎70(如图1(b)所示)所执行的处理。此引擎包括峰值检测部件71和轻加窗部件72。图4(a)说明IFFT 60的时间序列输出，而图4(b)说明由引擎70根据峰值检测部件71所确定的时间序列的峰值计算得到的轻加窗函数。图4(c)说明经轻加窗函数处理之后所得的时间序列，因此，图4(a)所示的波峰受到了衰减。
以下参照图9(a)、9(b)和9(c)以及图10详细说明可选的虚拟跃距引擎100(在图1(a)的实施例中用作预处理引擎)。
根据本发明的另一方面的信号分解处理器如图5、6、7和8所示。这些处理器在本说明书中称为相量分段引擎，并且因为它们是计算性处理，它们的信号处理使数字调制处理(在所示实施例中为OFDM，但对QAM而言同样正确)更完善。因此，这些引擎使得可以有效地使用功率效率高、动态范围受限的RF电路，即S类功率放大器和低压缩点上变频器(就无线应用而言)。
相量分段引擎利用等边三角形的特性并包括相位确定和相量分段处理部件。它们将具有幅度和相位变化的预定信号(即原始相量)转换成两个信号(即分段相量)，其中每个信号的幅度变化均作了预定的衰减。在极限情况下，幅度变化减至零。对各分段相量引起的峰值对平均功率比降低导致经历的相位调制率增加(因为这些引擎的内在特点是，峰值对平均功率比降低越多，则相位调制率(带宽)提高越大。
图5(a)和图5(b)以及图6说明相位分段引擎的第一实施例。图5(a)和图5(b)说明预定相量V(即调制信号)在不同时间((a)和(b))的两个矢量图，其中显示预定相量V为两个连续旋转以跟踪期望相量的时变幅度和相位的两个等幅分段相量(K1V-V2)之和。这两个分段相量中的每一个相量均使其幅度连续调节到预定信号幅度在其平均幅度附近变化的预定比例。这样，使分段相量的峰值对平均功率比降低至预定比例。
如图5所示，这两个分段相量的幅度计算为(K1V-V2)，并且因为它依赖于V的值，该幅度可变，随V的变化而连续调整。图6说明数字信号处理器所执行的用于产生图5所示两个分段相量的计算步骤。所示实施例显示采用了两个分段相量，但备选实施例可提供两个以上适当的分段相量。
为了以计算方式产生OFDM或QAM信号，预定信号(为调制信号)是复(幅度和相位)时间样点序列。相位分段引擎将此序列转换成两个相量(载波)的并行序列。提供分段相量的预定比例的优选的线性等式如下V相量＝aVMAX(V-VMIN)/(VMAX-VMIN)+bVMIN(VMAX-V)/(VMAX-VMIN)＝K1V-V2其中，V相量是两个相量中各相量的幅度；VMAX是调制信号的最大幅度；V是调制信号的当前幅度；VMIN是调制信号的最小幅度；a和b以及K1和K2是常数通过在以上等式中令a＝0.5以及b＝1.0，就可以将峰值对平均功率比衰减6分贝。
图5和图6所示的相量分段引擎还在每个时间样点使预定信号V的相位θ增加和减少，以得到所述相量的两个相位。对应的相位等式为Φ＝cos-1(0.5V/V相量)图7(a)和图7(b)说明根据本发明的另一方面的相位分段引擎的第二实施例。如这些图(其中图(a)表示一个时刻而图(b)表示另一个时刻)所示，两个相等且幅度固定(VMAX/2)的相量连续旋转以跟踪预定(调制)信号V的时变幅度和相位。这两个分段相量的幅度依赖于样点期间V的最大幅度，因此是恒定的。
两个等幅分段相量的幅度为V相量＝VMAX/2此相位分段引擎在每个时间样点的相位中加上或减去Φ，由此Φ＝cos-1(V/VMAX)在此实施例中，因为这两个分段相量幅度恒定，故可以采用动态范围低(低压缩点)的上变频器。此外，可以采用高效的S类功率放大器，以提供无补偿放大。
图8(a)和图8(b)说明根据本发明的另一方面的相位分段引擎的第三实施例。如这些图所示(其中，(a)表示一个时刻而(b)表示另一个时刻)，三个相等且幅度固定(VMAX/3)的相量连续旋转以跟踪预定(调制)信号的时变幅度和相位。这三个分段相量的幅度依赖于样点期间V的最大幅度，并因此是恒定的。相位分段引擎的这一实施例利用等边三角形的特性以及相干和不相干信号相加的特性。
这三个等幅相量的幅度为V相量＝VMAX/3此相位分段引擎在每个时间样点的相位θ中加上或减去Φ以形成这三个相量中两个相量的相位，由此Φ＝cos-1[(1.5V/Vmax)-0.5]至于第三个分段相量，其相位为每个时间样点上相量V的相位θ。
相位Φ在分析上依赖于相量V的即时幅度，表现为伪随机性的。由于从相量V的相位中加上或减去此相位以形成这三个分段相量中的两个分段相量，所以那两个相量实际上表现为统计无关的。此外，因为剩余(第三个)分段相量不受Φ的影响，故它相对于其他两个分段相量表现为统计无关的。
当加在一起时，这三个统计无关的信号基于各自的功率相加。但是，如果信号的相位对齐，则这些信号将基于各自的幅度相加。因此，这三个分段信号加在一起时会导致峰值对平均功率比高达4.8分贝的复合信号，同时没有任何固有的功率损失。因此，可以采用此相位分段引擎的实施例将峰值对平均功率比为4.8分贝的信号分解成三个在重新合并时不会遭受任何功率损失的相量。
在此实施例中，因为三个分段相量是幅度恒定的，故可以采用动态范围低(低压缩点)的上变频器。此外，可以采用高效的S类功率放大器，以提供无补偿放大。
有利的是，相量分段引擎的前述第二和第三实施例能够对峰值对平均功率比分别为3分贝或更少和4分贝或更少地调制信号进行分解，并且理论上，这些分段相量可以以100％的效率重新合并(即无任何损失)。
此外，应注意，对于峰值对平均功率比非常高的信号，相量分段引擎的前述第二或第三实施例的效率可能因两个或三个相量常常会接近反相(以致生成小平均信号电平)而降低。但是，当把此第二或第三实施例与其他峰值对平均功率比降低技术(如相量分段引擎的第一前述实施例、前述载波分类引擎和/或下述虚拟跃距引擎(或某些实施例所用的前述轻加窗引擎))接合使用时，则所得的总效率很高。
应注意，对于OFDM调制，每个符号期间(由IFFT运算得到的)将会有一个不同的峰值。由此得出，对于相量分段引擎，每个符号期间可以分别加以按比例调整。此动态比例调整技术提高了OFDM链路的总比特误码率性能。
通过将调制信号施加到上变频器/功率放大器链上，载波分类引擎和相位分段引擎降低了诸如OFDM之类的波形的峰值对平均功率比，而同时没有对无线应用的空中接口标准造成不利影响。在功率合并时，再生OFDM波形。为了确保再生的OFDM波形不失真，最好是采用适当的定标和/或预失真电路，以便补偿信道增益和相位中的差异。
通过图9(a)、图9(b)、图9(c)以及图10来说明本发明的另一实施例，这里称之为“虚拟跃距”信号分解引擎100。此外，图1(a)说明在相位分段引擎之前将此引擎作为预处理引擎与载波分类引擎接合使用。图9(a)显示了IFFT运算的一个时间序列输出以及其中出现的波峰。图9(b)显示了在保护间隔中包括轻加窗函数的不规则四边形的符号加窗函数。图9(c)说明将该时间序列输出移位到波峰与采样窗口的下降斜坡对齐的点上，以便衰减该波峰(保护间隔内的重复的波峰还由轻加窗函数加以衰减)。图10是说明作为总OFDM调制器组成部分的虚拟跃距信号处理引擎所执行的步骤的框图。
虚拟跃距引擎包括用于检测时间序列内的峰值的峰值检测部件105和用于将检测到的峰值移位到预选衰减窗口位置的波形移位部件110。IFFT运算生成的时间波形段循环移位(根据以上提到的移位特性，此操作进行时无任何信号信息损失)，以便将此波峰信号值置于窗口函数中，从而降低峰值对平均功率比。如9(a)、图9(b)和图9(c)所示，移位特性用于在IFFT运算期间将峰值输出移到对应于窗函数边缘的时间样点上。在此示例中，波峰位于加权系数为0.5的时间样点上，以便使其幅度减少一半，而其功率则减少6分贝。移到窗口函数尾部边缘的波峰还会出现在前导保护间隔内，并且，如果图9(c)所示，此波峰可以用轻加窗衰减到一定电平而不会干扰IFFT符号期间的样点。
对于其他衰减性更强的窗口函数，对波峰的衰减可以更大。此外，出现在一个或多个时间样点上的峰值可以用衰减性更强的窗口函数来处理。每次IFFT运算的IFFT输出的时移各不相同。调制的正确的相位参考是从训练谐波相位获得的。此规则时移的结果是发射机的虚拟跃距。从IFFT运算得到的每个时间序列将具有不同的峰值。在此峰值移到窗口函数作衰减之后，将以新的较低的波峰为主。可以对各时间段按比例调整，以便它们各自的峰值相同。这种动态比例调整提高了OFDM链路的总的比特误码率性能。
前述实施例中所用的各电子和处理功能分别是本专业的技术人员所熟知的。读者应理解，专业人士可以设计各种各样替代用的其他实现方案。通信设计领域的专业人士可容易地将本发明应用于给定应用的适当的实现方案中。
所以，应理解，这里作为说明所示及所述的特定实施例并不旨在限制本发明者要求权利的本发明的范围，该范围由所附权利要求书限定。
权利要求
1.一种用于发射机电路的信号分解电路，设置为与上述发射机的调制电路相配合，以便以数字方式产生非恒定包络调制信号，所述分解电路包括数字信号处理器，它配置为将具有不符合要求的特性的预定信号分解成一个或多个不具有所述不符合要求的特性的分段信号，由此对从所述分段信号导出的信号执行到模拟信号的转换，并用功率效率高的、动态范围受限的模拟电路加以处理，然后重新组合。
2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述不符合要求的特性是相对较高的峰值对平均值功率比。
3.如权利要求2所述的电路，其特征在于，所述调制电路包括反傅立叶变换处理器，以及所述分解电路在所述反傅立叶变换处理器之后作用于所述预定信号。
4.如权利要求2所述的电路，其特征在于，所述调制电路包括反傅立叶变换处理器，以及所述分解电路在所述反傅立叶变换处理器之前作用于所述预定信号，所述电路包括载波分类引擎以及所述调制是OFDM。
5.如权利要求4所述的电路，其特征在于，所述载波分类引擎配置为将所述预定信号的载波分成多个组，每个所述组形成一个所述分段信号，由此所述调制电路包括多个反傅立叶变换处理器，用于对所述分段信号进行变换，每个所述反傅立叶变换处理器比对所述预定信号本身进行变化所需的要小。
6.如权利要求5所述的电路，其特征在于，同时以一种以上的方式对所述载波进行分类，以便生成对应各所述组的多个备选分段信号，由此根据所述分段信号的峰值对平均值功率比选择所述分段信号。
7.如权利要求3所述的电路，其特征在于包括相量分段引擎。
8.如权利要求7所述的电路，其特征在于，所述预定信号由第二分解电路进行预处理。
9.如权利要求7所述的电路，其特征在于，所述相量分段引擎配置为将所述预定信号分解成多个相等的、幅度可变的分段信号，这些分段信号的相量可组合起来形成对应于所述预定信号的相量，其中，所述分段信号的所述幅度是所述预定信号幅度在其平均幅度附近变化的预定比例。
10.如权利要求7所述的电路，其特征在于，所述相量分段引擎将所述预定信号分解成多个相等的、幅度恒定的分段信号。
11.如权利要求8所述的电路，其特征在于，所述第二分解电路包括载波分类引擎。
12.如权利要求8所述的电路，其特征在于，所述第二分解电路包括预处理相量分段引擎。
13.如权利要求10所述的电路，其特征在于，所述相量分段引擎配置为将所述反傅立叶变换处理器输出的复时间样点序列转换成在两个相位上幅度均等于Vmax/2的两个等幅相量的并行序列，由此所述两个等幅相量的所述相位分别计算为θ-Φ和θ+Φ，藉此，Φ＝cos-1(V/Vmax)，其中V是所述预定信号的当前复时间样点的幅度，而θ是所述预定信号的相位，以及Vmax是所述序列期间所述预定信号的最大幅度。
14.如权利要求10所述的电路，其特征在于，所述相量分段引擎配置为将所述反傅立叶变换处理器输出的复时间样点序列转换成在三个相位上幅度均等于Vmax/3的三个等幅相量的并行序列，由此两个所述等幅相量的所述相位分别计算为θ-Φ和θ+Φ，而所述第三个相位则等于θ，即所述预定信号的相位，藉此，Φ＝cos-1[(1.5V/Vmax)-0.5]，其中V是所述预定信号的当前复时间样点的幅度，而Vmax是所述序列期间所述预定信号的最大幅度。
15.如权利要求3所述的电路，其特征在于包括虚拟跃距引擎，它配置为将所述反傅立叶变换处理器输出的峰值信号移位到预定由预选的窗口函数加以衰减的时间样点上。
16.如权利要求8所述的电路，其特征在于，所述第二分解电路包括轻加窗引擎。
17.一种信号分解方法，用于完善发射机电路中数字方式产生的非恒定包络调制信号的产生，所述方法包括将具有不符合要求的特性的预定信号分解成一个或多个不具有所述不符合要求的特性的分段信号，由此对从所述分段信号导出的信号执行到模拟信号的转换，并用功率效率高的、动态范围受限的模拟电路加以处理，然后重新组合。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述不符合要求的特性是相对较高的峰值对平均值功率比。
19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述调制信号是用反傅立叶变换处理器来产生的，以及在所述反傅立叶变换处理器进行调制之前执行所述分解。
20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述调制信号是用反傅立叶变换处理器来产生的，并在所述反傅立叶变换处理器进行调制之后执行所述分解。
21.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述分解包括将所述预定信号的载波分成多个组，每个所述组形成一个所述分段信号，由此通过多个反傅立叶变换处理器执行所述调制，以对所述分段信号进行变换，每个所述反傅立叶变换处理器比对所述预定信号本身进行变化所需的要小。
22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，同时以一种以上的方式对所述载波进行分类，以便生成对应各所述组的多个备选信号，并根据峰值对平均值功率比选择所述分段信号。
23.如权利要求20所述的方法，其特征在于，将所述预定信号分解成多个相等的、幅度可变的分段信号，这些分段信号的相量可合并成对应于所述预定信号的相量，其中，所述分段信号的所述幅度是所述预定信号幅度在其平均幅度附近变化的预定比例。
24.如权利要求20所述的方法，其特征在于，将所述预定信号分解成多个相等的、幅度恒定的分段信号。
25.如权利要求24所述的方法，其特征在于包括下列步骤将所述反傅立叶变换处理器输出的复时间样点序列转换成在三个相位上幅度均等于Vmax/3的三个等幅相量的并行序列，由此两个所述等幅相量的所述相位分别计算为θ-Φ和θ+Φ，而所述第三个相位则等于θ，即所述预定信号的相位，藉此，Φ＝cos-1[(1.5V/Vmax)-0.5]，其中V是所述预定信号的当前复时间样点的幅度，而Vmax是所述序列期间所述预定信号的最大幅度。
26.如权利要求20所述的方法，其特征在于包括如下步骤将所述反傅立叶变换处理器输出的峰值信号移位到预定由预选的窗口函数加以衰减的时间样点。
全文摘要
本申请涉及对不具有恒定包络(如QAM或多载波信号)的调制信号的处理。具体地说，解决这类信号的动态范围问题，以便可以使用S类放大器。这是通过将这些信号分解成若干分量，其中各分量具有小的动态范围而得以实现的。然后在重新组合之前分别对各分量进行处理。
文档编号H04B1/28GK1557082SQ02818664
公开日2004年12月22日 申请日期2002年7月29日 优先权日2001年7月30日
发明者J·S·怀特, J S 怀特 申请人:艾斯法伊尔半导体公司