用于发送具有恒定包络的信号的方法和装置的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明的实施例涉及用于发送信号的方法。其他实施例涉及用于接收信号的方 法。本发明的其他实施例涉及用于发送信号的装置。本发明的其他实施例涉及用于接收信 号的装置。
【背景技术】
[0002] 在经由所谓的共享媒体信道的多路接入算法的领域中，所谓的单载波频分多址 (SC-FDMA)已经在长期演进(LTE)中的移动通信中针对从终端到基站的上行链路获得公认。 与正交频分多址(0FDMA)相比，该方法提供了多个优点，包括:高频谱效率、根据信道质量和 网络利用率的高度灵活的资源指派、用于频域中的均衡的简单方式、以及低功率波动，使得 单载波频分多址(SC-FDMA)方案已经用于长期演进(LTE)移动无线电标准中[4]。
[0003] 最后一点，即，低功率波动，并未被认为是LTE版本8-10中的核心问题。然而，同时 越来越关注该问题，这是因为预期所谓的机器到机器通信(M2M)的用户数量迅猛增加。这被 认为意味着无数分布式传感器经由移动通信连接到互联网。这提出了一个问题，即，如何以 可能最低的能量或功耗将针对传感器节点的大多数低等级服务尽可能有效地集成到移动 通信中。
[0004] 当前，首先关注于协议的相当高的开销，这是用于传感器节点到移动网络的诸如 拨号等的随机接入所需的。然而，大多数传感器将是不动的。针对常规操作，可以指派固定 的（即，恒定的或时不变的）信道资源，并且首要地必须有效地利用发射功率来实现长电池 操作时间。
[0005] 长期以来，对方法进行检查以通过附加的根升余弦滤波来扩展SC-FDMA方法，由此 使用更高的带宽来发送信号。滤波导致包络的平滑，如图1中的方法1〇〇所述的。离散傅里叶 变换(DFT)的输出信号在频域中被重复多次，以模拟时域中的过采样。然后，将在频域中对 信号进行滤波，滤波器具有根升余弦分布。可以实现的均衡取决于滤波器分布的所谓的α因 子。α因子越大，所需的带宽越大，波形的包络越平滑或平坦。平滑或平坦的包络意味着波形 的包络的幅度的低波动，如将在图5a至图5d中所述的。虽然在[7、16、17]中对低于0.25的α 值进行了检查，但是约等于0.7的α值实现明显更平滑的包络，如[11，19]中所述的。为了实 现这一点，还需要更高的带宽。
[0006] 专利[9]以及多个会议公开（在期刊论文[10]中对其进行了概述）涵盖了CPM-IFDMA提议。这些公开涵盖CPM与分布式的SC-FDMA的组合。
[0007] 延续问题解决方案基于所谓的连续相位调制(CPM)，如[9、10]中示例性所述的。迄 今为止所提出的解决方案基于SC-FDMA的第二分布式变型，其也被表示为交织频分多址 (ΙΠ 3ΜΑ)。在该传输期间，在频域中从整个可用0FDM子载波(在所使用的子载波之间具有恒 定间隙）的片段中形成了梳状物。由于几个原因（特别是信道估计所需的高导频开销）， IFDMA还未在LTE中得到公认。此外，CPM-IFDMA方法看起来在剩余功率波动方面没有完全被 优化。[10 ]中所述的剩余波动可能要追溯回执行N-DFT之前的CPM序列的生成。在[9、10]中， MSK调制在时域中生成、被欠采样、然后在N-DFT中路由。
[0008] 因此，需要优化发射功率效率，从而允许实现为或集成到LTE中的实际使用的局部 式SC-FDMA传输模式。增加的发射功率效率可以延长经由无线或有线网络通信的传感器单 元的电池寿命。通过独立权利要求的主题来解决该目标。本发明的其他有利修改是从属权 利要求的主题。
【发明内容】
[0009] 本发明的实施例涉及一种用于发送信号的方法。所述方法包括:将信号变换到频 域以获得频谱，以及根据滤波器频谱形成经滤波的频谱。所述方法还包括:使用经滤波的频 谱部分地占据正交频分复用(0FDM)信号的子载波集合，以及将0FDM信号的频域表示变换到 时域以获得临时信号，即，临时变换到时域的信号。所述临时信号经过相位调制。
[0010]发明人已经发现，通过当在时域中操作的同时使临时信号经过相位调制，可以将 峰均功率比（PAPR)减小至约OdB，从而与包括约5dB的PAPR的LTE发射机相比，允许发射机更 高效地操作。
[0011] 其他实施例涉及用于接收信号的方法。所述方法包括:将由经滤波的频谱部分地 占据的0FDM信号的频域表示变换到时域以获得经相位调制的临时信号。使经相位调制的临 时信号经过相位解调以获得临时信号。将所述临时信号变换到频域以获得频谱，即，信号的 频域表示。根据逆滤波器频谱形成频谱。
[0012] 通过根据用于接收信号的方法对接收信号进行解调，可以对通过用于发送接收信 号的方法产生的信号和/或频谱的改变或修改进行反向，使得接收信号可以被解码和/或处 理并且恢复由发射机发送的原始信号。
[0013] 其他实施例涉及一种用于发送信号的装置。所述装置被配置为:将信号变换到频 域从而获得频谱。所述装置被进一步配置为:根据滤波器频谱来形成经滤波的频谱，以及使 用经滤波的频谱来部分地占据0FDM信号的频域表示的子载波集合。所述装置被进一步配置 为:将0FDM信号的频域表示变换到时域从而获得临时信号，以及使获得的临时信号经过相 位调制。
[0014] 发明人已经发现，用于发送信号的装置(其是根据前述描述来配置的）可以更有效 地利用预定义的最大发射功率，使得通过维持当前或目前的发射范围，可以需要较小的发 射功率，或者通过维持当前或目前的发射功率，可以实现更高的发射范围，其中，还可以对 两个方面进行组合。
[0015] 其他实施例涉及一种用于接收信号的装置。所述装置被配置为:将由经滤波的频 谱部分地占据的0FDM信号变换到时域从而获得经相位调制的临时信号。所述装置被进一步 配置为:使经相位调制的临时信号经过相位解调从而获得临时信号，以及将所述临时信号 变换到频域从而获得频谱。所述装置被进一步配置为:根据逆滤波器频谱来形成频谱。
[0016] 本发明的其他实施例涉及一种存储有计算机程序的非瞬时性存储介质，所述计算 机程序具有程序代码，所述程序代码用于执行信号的发送和接收。
【附图说明】
[0017] 将使用附图更详细地描述本发明的实施例，在附图中：
[0018] 图1示出了用于发送SC-FDMA信号的高级方法的示意性框图；
[0019] 图2示出了用于接收SC-FDMA信号的高级方法的示意图；
[0020] 图3示出了在用于发送信号的方法中使用的频域信号滤波和针对循环移位的特定 载波映射的示例性示意图；
[0021] 图4示出了作为图3的逆操作的用于接收信号的方法中使用的最大比合并的详细 视图；
[0022]图5a示出了具有使用V2-BPSK调制的局部化SC-FDMA的包络和相应迹线的复值波 形的实值；
[0023]图5b示出了具有在滚降因子为0.7的情况下使用RRC滤波BPSK调制的信号的包络 和相应迹线的复值波形的实值；
[0024]图5c示出了具有使用RRC滤波SC-FDMA、使用V2-BPSK调制所调制的信号的包络和 相应迹线的复值波形的实值；
[0025]图5d示出了具有使用如2G移动网络中一样的带宽时间积0.3的GMSK调制的局部化 SC-FDMA波形的包络和相应迹线的复值波形的实值；
[0026] 图6示出了针对几个波形的峰均功率比(PAPR)统计数据的比较；
[0027] 图7示出了具有SC-FDMA的峰均功率比的示例性量的表格；
[0028] 图8示出了未编码误码率作为展示所提出的SC-FDMA波形可以在接收机处产生与 LTE标准相比类似的性能的构思的可能证据。
【具体实施方式】
[0029] 在以下描述中，通过相同或等同附图标记来表示相同或等同元件或者具有相同或 等同功能的元件。
[0030] 在以下描述中，阐述了多个细节以提供对本发明的实施例的更透彻的解释。然而， 本领域技术人员将清楚的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明的实施例。在 其他实例中，以框图形式而不是具体地示出了公知的结构和设备，以避免对本发明的实施 例造成模糊。此外，除非另外具体指示，否则下文所述的不同实施例的特征可以彼此组合。 [0031 ]图1示出了用于发送SC-FDMA信号的高级方法100的示意性框图。图1还示出了符合 在LTE标准版本8中执行的方法的方法1000和通过修改方法1000模拟要发送的信号的上采 样以获得减小的峰均功率比(PAPR)的方法1100的流程图。
[0032] 在下文中，描述了第一方法100。此后，描述了方法1000和1100并且将其与本发明 方法进行比较。
[0033] 在方法100的第一步骤102,通过波形或信号的N个采样点来表示包括N个数据符号 长度的数据符号序列a(n)，其中，n=l，2,. . .，N。在步骤104,使数据符号序列a(n)通过包括 N个采样点的数字傅里叶变换。N-DFT的结果是包括N个符号的数据符号序列a(n)的频谱， 即，频域表示。
[0034] 在步骤105，N个符号占据N个子载波的频谱被映射到Μ个子载波(M>N)，其中，Μ表 示要访问以传输的介质中的发送信号的符号的数量。可以执行映射，使得获得的频谱是 (FDM信号的频域表示，其中，0FDM信号的频域表示部分地由通过步骤104的N-DFT获得的频 谱占据。
[0035] 在步骤106中，在频域中将占据Μ个可用子载波中的N个子载波（即，集合)的获得的 频谱重复F次，以获得经重复的频谱b(k)，其中，F表示上采样因子。频谱在频域中的重复(或 复制）（例如，到与要重复或复制的频率范围不同的频率范围）产生经重复的频谱，其中，本 应当在时域中对数据符号序列进行过采样时获得该经重复的频谱。因此，步骤106模拟数据 符号序列a(n)的上采样，其中，上采样是在频域中实现的而不是时域中的采样。可以通过确 Μ 定准则:F== :― 0 5来确定通过因子F的上采样。上采样产生经重复的频谱MkhMk)也 IN J 可以被描述为： ,、fa(n)如果 k = .F η
[0036] b(k)= l〇 其他
[0037] 其中，k=l，2, . . .，F · Ν，并且其中Μ是最终波形中的样本的数量。因此，可以通过 将Μ除以Ν、减去0.5并且将结果四舍五入到小于或等于差值结果的最近整数来形成F。
[0038] F倍上采样后接M-DFT等同于应用N-DFT然后在Μ/Ν是整数的情况下进行频谱重复， 如[11]中给出的。这可以通过使用上述公式并且根据确定准则对经上采样的序列执行Μ-DFT来证明：
[0039]
[0040] 这可以等于数据符号序列a(n)(其可以被表示为原始序列）的N-DFT。这可以被直 接视为BfBw.n，即由此产生的频谱在频域中在每第N个子载波处是周期性的。因此，时域 中的上采样和M-DFT可以由N-DFT和在频域中重复输出信号（即，输出频谱)来替代，如步骤 104和106所实现的。因此，在步骤106中，通过在频域中重复输出信号来模拟上采样。在[12] 中描述了关于上采样的模拟的细节。
[0041] 在步骤108,根据可以例如由钟形定义的滤波器频谱来将经重复的频谱形成为经 滤波的频谱。滤波器频谱可以是例如高斯滤波器。换言之，诸如高斯滤波器等的滤波器在频 域中应用于经重复的频谱。经重复的频谱可以是正交频分复用(OFDM)频谱，即，OFDM信号的 频域重复，其中，N个子载波映射到SC-FDMA信号的Μ个子载波。可以例如通过在频域中将一 个或多个频谱进行复用使得经复用的频谱彼此正交来获得0FDM信号的频域表示。经重复的 频谱占据多个子载波中的具有至少一个(F = n = l)子载波的集合。
[0042] 在步骤108中可以利用的频域滤波器可以被灵活地实现为使得滤波器的带宽可以 根据块大小N而改变。具有运行索引s=[_N，...，N]的矢量可以被定义为根据以下确定准则 来计算滤波器的钟形部分：
[0043]
[0044] 其中，1 = 1，2,...，2N+1。这种滤波器在范围a内是透明的，a可以被定义为：
[0045]
[0046] 可以根据下式定义滤波器可以在其中完全衰减的两个区域，即，具有比范围a更高 或更低频率的频率范围：
[0047]
[0048] 可以通过在范围中将Gi校正为Ga=l并且针对范围b和校正为Gb和Gc = 0来实 现一种矩形滤波器或窗口。
[0049] 在步骤112中，使用包括Μ个符号的逆数字傅里叶变换(M-IDFT)来获得经滤波的数 据序列c(k)。在步骤114,通过例如将c(k)馈送到时域最小频移键控(MSK