)调制器，来使c(k) 经过诸如连续相位调制等的相位调制。高斯形频谱的最小频移键控也可以表示为高斯最小 频移键控(GMSK)。在步骤116，使用具有Μ个符号的DFT(M-DFT)将经调制的信号变换到频域。 M-DFT可以被描述为与在步骤112中执行的M-IDFT互补，这是因为DFT和IDFT二者都包括Μ个 符号并且DFT将波形(时域)变换为频谱(频域），并且IDFT将频谱变换为波形。因此，在步骤 112中，暂时将经滤波的频谱变换到时域，使得利用c(k)获得临时信号。
[0050] 在步骤118中，步骤116的Μ-DFT的输出经过循环移位以将通过执行步骤116实现的 频谱映射到载波介质的期望频率子带，如图3中将描述的。通过将频谱移位到期望子带，要 访问的介质的可用带宽可以用于并行地发送两个或更多个信号，每一个信号处于不同的子 带中。
[0051 ] 在步骤122，经移位的频谱经过M-IDFT以在时域中获得数据序列，例如，0FDM符号。 在步骤124,将循环前缀添加到获得的数据序列。可以添加循环前缀以在传输的接收机侧获 得频域均衡。循环前缀可以是例如步骤122中输出的信号的一部分。备选地或此外，循环前 缀可以至少部分地包括数据符号序列a(n)的一部分，例如，数据符号序列a(n)的最后几个 比特。例如，可以使用循环前缀以改善针对传输信号的多径的鲁棒性。在步骤126,例如，经 由SC-FDMA信道传输信号。
[0052] 顺序地执行步骤116中的经相位调制的时间时域序列的M-DFT、步骤118中的循环 移位、以及步骤122中的经移位的信号的M-IDFT可以被描述为等同于上变频，即，将时域中 的信号移位到用于传输信号的信道的期望子载波。可以通过根据以下确定准则对时域波形 x(k)执行Μ-DFT来显示上变频与步骤116、118和122是等同的：
[0053]
,
[0054] 其中，Xn表示时域波形x(k)的频谱，Μ表示最终波形的样本的数量。
[0055] 在前一公式中，在步骤118中执行的循环移位(CS)可以用于将信号的频谱从子载 波η移位至(n+N_ter)mod Μ，其中"mod"表示模数运算符，使得Ν个符号可以映射到Μ个符号。
[0056] 步骤 122 的 M-IDFT 产生：
[0057]
[0058] 因此，步骤116、118和122可以备选地一起表示为步骤128,步骤128指示上变频。 [0059] 将GMSK调制（例如，可以在全球移动通信系统(GSM)标准中使用GMSK调制）嵌入局 部式的SC-FDMA中可以实现波形的更平滑或甚至完全平滑的包络，如[18 ]中所述的。在GSM 系统中，高斯滤波器用于减小带外辐射。与将CPM与分布式的SC-FDMA进行组合的方法(如 [9、10]中所述的）相比，方法100针对局部式SC-FDMA实施CPM。此外，方法100可以利用根升 余弦滤波器。
[0060]换言之，方法100减小了局部式SC-FDMA传输的波形的幅度波动。在步骤108中对经 重复的频谱进行滤波可以允许一次平滑（例如，平滑至约1.9dB的PAPR)。在步骤114中在时 域中执行连续相位调制可以允许二次平滑至约OdB的PAPR，其中，OdB的PAPR意味着信号能 量的峰值和平均值是恒定的。可以在不消除频率选择性调度的高度灵活性的情况下实现减 小，如LTE中所实现的。这可以提供将能量有效的传输模式无缝地集成到LTE-标准中的高效 可能性，因此这可以更好地（即，更高效地)应用于用于所谓的机器到机器(M2M)通信的无线 传感器网络领域中。此外，方法100可以应用于光网络和/或卫星通信中的新标准。在卫星通 信中，例如，卫星承载数字视频广播-回程信道-2(DVB-RCS2)，在上行链路中利用多TDMA协 议或方法。在TDMA中，"用户"被指派给上行链路信道的（可能静态的）时隙。SC-FDMA可以在 动态指派资源方面实现更高的灵活性，特别是当关于传输信号的PAPR增加或甚至优化能量 效率时。其他应用可以是在低功率场景中多路接入介质或者将无线传感器节点集成到移动 基础设施中以及光网络中的多路接入。其他应用领域可以是声通信。
[0061 ]当前SC-FDMA的优化（如方法100所提供的）可以实现在除了例如LTE-上行链路之 外的多样化的应用中应用SC-FDMA。
[0062]可以例如在无源光网络(PON)中发现其他可能的应用，其中，到目前为止，已经在 更高研究中利用和检查了时分多址(TDMA)和波分复用(WDM)以及0FDMA。这里，SC-FDMA也可 以提供更好的能量效率。到目前为止，当前方法未被优化为这种方法。利用更平坦的波形， 经调制的激光的信号功率可能更高，这是因为当使用相同的发射机和接收机前端时更高阶 调制是可能的。因此，尤其可以增加信号的发射范围。
[0063]方法100修改SC-FDMA方法，使得在传输信号的PAPR方面实现了更好或者甚至最佳 的能量效率。可以保留SC-FDMA的其他优点，例如，高频谱效率、灵活的资源指派以及频率范 围内的容易均衡。在最佳情况下，通过方法100形成传输波形，使得波形几乎不包括功率波 动，功率波动可能减小收发机的功率效率。因此，可以更高效地采用例如通过硬件装置得到 的传输信号的有限峰值输出功率(例如，200mW)(例如，要提供的放大器的最大功率)或者频 谱许可条件(例如，要发送到无线介质中的最大峰值或平均信号功率）。
[0064]当回顾传统的时域GMSK单载波发射机(如[13、14]中所述的）时，对（串行)数据符 号序列a(n)进行上采样（如步骤106中所实现的），从而产生经上采样的信号b(k)，即，经重 复的频谱的时域表示b(k)。在经过时域的高斯滤波器之后，获得经滤波的信号c(k)。可以使 用具有一定内存的有限脉冲响应(FIR)来近似高斯滤波器，即，k=l，2,. . .，K>F · N。接下 来，将C(k)传递到最小频移键控(MSK)调制器，其中，首先对其进行累加。可以通过以下确定 准则来确定由此产生的相位：
[0065] 〇\ k I o-h/i'·'·' 1) ' - 2.?ν '
[0066] 然后，可以根据以下确定准则将相位插入复数幅值中：
[0067] x(k) = I+jQ = cos( Φ (k) )+j sin( Φ (k))
[0068] 由相同的相位但是在90°的移位处馈送同相信号I和正交信号Q，其是分别由余弦 和正弦运算符引起的，从而在将序列上变频到期望中心频率时产生单边带(SSB)调制。这可 以使用模拟IQ调制器来执行。
[0069]方法100可以使用复值信号处理并且经由SC-FDMA介质发送信号来实现相同效果。 在组合步骤128中，GMSK基带信号与数字合成0FDM子载波信号逐个样本地相乘。步骤122被 配置为在时域中应用长度为Μ的窗口。因此，方法100可以在频域中针对GMSK执行等同的信 号处理。在步骤104，数据序列a (η)被馈送到N-DFT。
[0070] 可以通过在频域中应用滤波器(例如，高斯滤波器、布莱克曼窗或汉明窗）来执行 步骤108中的形成经滤波的频谱。可以例如通过定义具有运行索引s=[_R，...，R]的矢量 (其中，R < N)并通过求解下式来计算滤波器(即，其参数），
[0071]
[0072]其中n = l，2,. . .，2R+1，其中BT表示带宽时间积。带宽时间积可以指示滤波器的斜 率的梯度。较大的带宽时间积可能导致为了减小带外失真而占据的带宽增加。带宽时间积 可以是例如约〇. 2、0.3、0.4或低于0.5的另一值。因为GMSK执行非线性SSB相位调制，因此由 于非线性而可以在时域中更好地实现相位Φ (k)和复数幅值x(k)，即，分别是累加和产生同 相信号I和正交信号Q的两个函数。在时域中计算I和Q可能需要更少的计算能力和/或提供 更精确的结果。因此，步骤114中的MSK调制是在时域中执行的，其是通过将作为步骤108的 输出的经滤波的频谱步骤112中变换到时域来实现的。
[0073]执行GMSK可能导致相邻信道干扰，这是因为SSB相位调制是非线性处理，因此可能 在频域中引起失真。即使GMSK调制器的输入被限制在频域(如可以通过步骤108中的形成经 滤波的频谱来执行的），带内子载波之间的四波形混合可能产生带外干扰。可以在频域中通 过可选的后调制滤波器(这可以在范围s = [-R，...，R]之外完全衰减)并且通过校正信号功 率来消减这种干扰。
[0074]方法100在频域滤波之后但是在时域中执行GMSK调制器，这实现了减小的干扰。当 在步骤114中将信号c(k)馈送到MSK调制器之前，信号c(k)可以归一化为单位峰值幅度，以 实现更好的调制，即，由此产生的信号的PAPR较低。
[0075]在下文中，描述了方法1000的示意性框图，其部分地示出了在LTE发射机中根据 LTE标准发送符号数据序列a(n)。在步骤1002(其等同于步骤102)中，提供数据符号序列a (η)。在步骤1004(其等同于步骤104)中，使数据符号序列a(n)通过N-DFT。在步骤1005(其等 同于步骤105)中，将N个子载波映射到Μ个子载波。在步骤1018(其等同于步骤118)中，使用 循环移位(CS)将通过步骤1004获得的频谱直接映射到期望的频率子带。在步骤1022(其等 同于步骤122)中，使频谱通过M-IDFT以获得信号，在步骤1024(其等同于步骤124)中将循环 前缀添加到该信号。在步骤1026(其等同于步骤126)中，发送包含循环前缀的信号。因此，方 法100还可以被理解为针对LTE中的SC-FDMA发射机的增强方法。
[0076]与基于多个子载波的叠加的正交频分多址(0FDMA)系统(如[5]中所述的）相比，除 了针对每一个用户的可缩放带宽和高系统容量之外，SC-FDMA可以包括更低的PAPR，这可以 实现更好的能量效率。
[0077] 可以在频域中合成SC-FDMA波形。使数据通过离散傅里叶变换(DFT )，在频域中将 输出映射到期望子带，并且将信号馈送到正交频分复用（0FDM)发射机。这也可以表示为 DFT-扩频 0FDM[6]。
[0078] 在下文中，描述了用于发送信号的方法1100(如[7、11]中所述的）的示意性框图。 方法1100包括步骤1102以及步骤1104(等同于步骤104)，在步骤1102中，提供数据符号序列 a(n)，在步骤1104中，执行N-DFT。方法1100还包括步骤1106(可以等同于步骤106)，步骤 1106用于在频域中将通过步骤1104实现的频谱重复F次。方法1100包括步骤1108(等同于步 骤108)，步骤1108用于从经重复的频谱中形成经滤波的频谱。方法1000还包括步骤1118(等 同于步骤118)、步骤1122(等同于步骤122)、步骤1124(等同于步骤124)和步骤1126(等同于 方法100的步骤126)，其中，步骤1124用于添加循环前缀，步骤1126用于发送信号。
[0079]因此，方法1100概述了在频域中合成经滤波的正交幅度调制(QAM)。换言之，首先， 使数据符号序列a(n)通过N-DFT(步骤1104)。在步骤1105(其等同于步骤105)中，将N个子载 波映射到Μ个子载波。在频域中对输出进行重复(步骤1106)。接下来，在频域中对信号进行 滤波(步骤1108)并且使用CS将其上变频到期望的中心子载波Nc^ ter(1118)。最后，使信号通 过1-10?了（1122)，并且添加0?(1124)，如[7、11]中所述的。在经滤波的〇六1传输(方法1100) 中，与LTE版本8(方法1000)相比，修改了载波映射。通过这种方式，波形变得与时域处理相 当，如[11]中所述的。
[0080]通过在方法1100中使用经滤波的JT/2BPSK，可以将传输信号的PAPR从LTE版本8-10 中的约5dB减小至约1.9dB。相比之下，方法100允许通过在时域中执行连续相位调制使PAPR 下降至OdB。
[0081 ] 方法100和1100都需要增加的带宽，这比方法1000可能高约20%。此外，对于GMSK， 可能需要拖尾比特来确保正确的解调。如图2中将描述的，可以例如针对诸如V2等的操作 数通过确定arctan运算(这可能导致歧义)来对经相位调制的信号进行解调。通过添加拖尾 比特，可以实现接收信号的第一比特的正确解调，从而实现对后续比特的解码。
[0082]使用GMSK的方法100的优点是进一步减小的PAPR，使得可以实现诸如OdB等的低 PAPR〇
[0083]换言之，步骤114中的MSK调制器的连续相位调制（CPM)的包络可能是平坦的或者 甚至绝对平坦的。高斯最小频移键控(GMSK)表示第二代(2G)移动网络中的CPM方案。在[9、