专利名称：信号接收及获取的方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明提出了一种通过对载波频率进行检测来接收信号的方法以及接收诸如直接序列扩展频谱信号的在一频率范围上扩展的信号，并且包括步骤在多普勒搜索中采用快速傅里叶变换(FFT)。尤其是，本发明涉及接收扩展频谱信号，例如那些作为GPS系统的一部分传送的信号。
目前的GPS接收器及操作方法设法获得从一群人造卫星传送而来的GPS信号以便执行伪距离计算以确定接收器到每个人造卫星的各个距离。通过在输出所接收到的且所去扩展的的信号时进行能量检测而实现了对GPS信号的获取，并且该方法包括对接收器本地所产生的码信号进行调谐，但是要考虑接收器所可能预见到的可能相位及频偏。当去扩展信号及本地所产生的码信号的相位在特定界限之内时，此后检测器产生了超过某阈值的一输出，并且此后接收器登记存在所期望信号。此后对该信号的初次获取触发了核对及跟踪步骤，该步骤试图使两个码序列之间连续地保持精调值以便跟踪任何输入信号的波动。如果信号相位和频偏不在所希望的界限之内，那么检测器的输出不能达到该阈值并且因此继续搜索初次获取。
由于接收器与人造卫星之间的相对运动而可将多普勒效应引入到输入信号中，因此可以预料到输入的GPS卫星信号位于很宽的频率范围之内。
GPS接收器通常采用多个搜索库，这些搜索库的数目是根据可能的码相偏的数量及可能的多普勒效应偏移量的总范围来确定的。
当前所实现的GPS不能在诸如所谓的都市峡谷或者室内场所这样的使GPS信号显著衰减的区域中进行GPS接收。目前的接收器的最大积分时间是1ms，但是应该知道的是积分时间越长，可实现的灵敏度越大。由于具有非常长的积分时段，因此可在诸如室内这样的极其恶劣的信号环境中接收到GPS信号。
可以知道的是对于GPS接收器而言存在灵敏度/获取时间兼顾的折衷方案。虽然可容易地提高灵敏度，但是这对获取时间具有反作用。由于当前实现过程包括串行搜索，但是因为灵敏度与获取时间之间存在非线性关系，因此证明这是有问题的。例如，先前提到的通过降低积分功率的噪声变化可实现处理增益。这可以相干的和/或非相干地实现。作为非相干功率总和N的函数的增益和搜索时间、以及毫秒级的相干预检测间隔(PDI)可表示为 搜索时间增加的＝PDI(由于增加的PDI所造成的)×PDI(由于频率阶跃降低所造成的)×N(非相干总和的数目)＝N×(PDI)2。
应该知道的是非相干情况包括大于一个块的非相干总和，其中每个块本身相干求和。
对于具有相干PDI为10ms和10个非相干总和的100ms的搜索时间而言，处理增益是15dB，但是搜索时间增加了千分之一。
因为如果需要15dB的增益来检测该信号，则此后获取时间变得有问题，那么获取时间从大约1秒上升为大于半小时。
因此其优点是较长的积分技术以便可实现高灵敏度，但是该高灵敏度不会严重的影响计算，并且因此可实现获取时间。此外很重要的是具有这样的技术，即无需辅助消息即可起有效的作用。
WO-A-99/26370公开了通过采用快速傅里叶变换(FFT)以作为获取系统的一部分来同时搜索所有可能的多普勒效应码从而设法降低所述获取时间。该文档公开了利用这样一种其被认为是具有如下优点的FFT混合器，即该混合器可使其包含同时被搜索的GPS信号的频率范围更大，由此降低了要实现信号调整所需的时间。如果没有采用这种FFT混合器，同时被搜索的频率范围受限，并且必须执行多次搜索，这呈现出不利的时间延迟。
然而，这种已知的FFT混合器从不会呈现出这样的缺点，即每个库之间受到了所谓的扇形损失。
在进一步的详述中，诸如WO-A-99/26370的混合器这样的FFT混合器使用FFT以估算正确的多普勒效应。FFT是复杂值变换并且长度K的采样信号x(kTs)的K点FFT是X(t)=Σk=0K-1x(kTs)e-j2πkjk]]>X(I)的幅度为最大值，其中I值表示x(kTs)中的最大频率分量。大多数信号处理文本对FFTs的某个细节进行了讨论并且FFTs是由多个有效硬件或者软件实现的并且可用于码相干的环境。
已知的FFT混合器技术起如下的作用。首先，将N采样的“块大小”定义为例如N＝4800，其与利用4.8MHZ采样频率所建立的接收机中的1ms块相对应。执行与所关心的人造卫星PN码的相干，并且在对N采样进行积分之后存储该结果。对连续K组的N个采样重复执行该过程，以便对全部的KN个采样进行处理。此后获得了K积分结果的FFT并且如果存在卫星信号，那么可清楚看见一峰值。如果这是正确的，那么此后与该峰值相对应的FFT库与该信号的多普勒偏移相对应。
图2示出了其利用“串行”方法的整个过程，也就是说顺序的获得了积分结果。并行实现如WO-A-99/26370中所述的匹配滤波器方法也可能的，在WO-A-99/26370中将匹配滤波器分成K个分区并且对每个“局部”匹配滤波器所产生的积分进行FFT。
与标准的串行搜索相比，实际上提议利用FFT混合器来同时搜索K个多普勒库，由此呈现出相对短时间到达第一调整。从图3中可以清楚的了解到该差别，从图3中能够看出在这个示例中该FFT混合器看来几乎与以每个1kHz为中心的K个独立的多普勒串行搜索相等效。
然而，值得注意的是从图4中可以看出，当积分时间增加而超过1ms时，FFT混合器在多普勒误差的各个值使灵敏度损失了高达-4dB，也就是说所谓的扇形损失。
本发明设法提供一种GPS接收器以及具有该接收器及其方法的优点的操作方法。
根据本发明的一个方面，提供了一种其通过对载波频率进行检测来接收信号的方法，该方法包括步骤采用FFT以通过第一FFT混合器来确定所接收到的频率，其特征在于采用具有对应于所述第一混合器的频偏的第二FFT混合器。
通过选择适当的频偏，并且因为在已知点出现了FFT混合器特性曲线中的倾角，偏移的FFT混合器的特性将在标准FFT混合器的倾角处具有最大值，反之亦然。因此，如果多普勒误差恰巧位于所述倾角之一附近，那么通过利用两个FFT，可避免重大的灵敏度损失。
权利要求2的特征确定了这种双重FFT混合器的频偏。
权利要求3-6的特征进一步涉及有利的实施例，在这些实施例中可进一步降低所受到的扇形损失，尤其是如果附加的复杂计算不被认为是禁止的缺点。
根据本发明的另一个方面，提供了如先前任一个权利要求所要求的方法，其中所接收到的信号包括扩展频谱信号。
参考附图，只是通过举例来在下文中对本发明进行进一步的描述，在附图中
图1给出了体现本发明的GPS接收器的方框图；图2给出了采用串行方法的FFT混合器的示意图；图3给出了与多普勒串行搜索相比较而言的普通FFT混合器的灵敏度损失的图示图4给出了具有不同积分时间的FFT混合器的灵敏度损失的图示；以及图5给出了采用本发明实施例的双重FFT混合器的灵敏度损失的图示。
首先回到图1，以示意性方框图的形式，说明了其使用可体现出本发明功能的GPS接收器的一部分10。所说明的GPS接收器的部分10包括第一FFT混合器12和第二FFT混合器14，第一和第二混合器用于接收包括在GPS接收器10内所建立的积分相关结果16的一信号。重要地，两个FFT混合器12、14是由相互补偿的各个频率发生器18、20来驱动的。在所示的示例中，FFT混合器12在0Hz偏移量时被驱动，同时FFT混合器14在25Hz偏移量时被驱动。
这两个FFT混合器12、14提供了其要被传送给确定单元22的输出，该确定单元22根据从这两个FFT混合器12、14所接收到的两组FFT系数来确定频率估量。此后驱动单元22提供了频率估算信号24作为输出。
如先前所提到的，图2给出了对于连续K组的N采样而言采用N个采样的预定块大小的标准FFT混合器的操作示意图。同样如先前所讨论的，图3给出了与诸如K个独立的多普勒串行搜索相比较而言的由FFT混合器所实现的改善到达第一调整的时间。
然而，如先前所讨论的，当积分时间增加而超过了如图4所示的1ms时，FFT混合器在多普勒误差的各个值使灵敏度损失了高达-4dB，即所谓的扇形损失。
这所谓的“扇形损失”是由于FFT分辨率造成的，该FFT分辨率取决于FFT库大小Lfft=|sinK2(weNTs-2πlK)Ksin12(weNTs-2πlK)|]]>这是当实际的残余多普勒效应位于两个连续的FFT库之间时所包含的误差，此FFT库与离散频率相对应。从上述关系可以知道，该损失取决于K以及实际的残余频率的值。因此，残余的多普勒效应越靠近FFT库，损失将越小。最坏的情况就是当残余的多普勒效应位于连续的库之间库。
下面将进一步讨论这种损失当NWeTa＝nπ时相干综合损失最大，其中n是不等于的任何整数。这从诸如n为任何整数的sin(nπ)＝0这样的Lcoh的分子中可以显而易见的得出。注意n＝0，分子和分母是零，但是Lcoh被证明是不变的。相等价的，这是当We＝2nπ/NTa时。然而，通常是指特定积分时间的其大约为±1/2TetHz的频率“范围”，例如1ms积分的范围为±500Hz，所以本讨论限于该范围。也就是说，对于1ms积分时间而言，在标准的多普勒效应串行搜索技术中多普勒搜索通常使用1kHz这级。
当在任一个边缘，即We＝π/Tet时，相干综合损失达到±1/2TetHz频率范围这样的最坏情况，其中相干积分时间Tci＝NTs。代入该值Lcoh=|sinπNTs2TetNsinπTs2Tet|]]>=|sinπ2Nsinπ2N|]]>≈2π]]>
其中N很大。因此±1/2TeiHz多普勒误差的相干综合损失是 因此，对于1ms积分时间而言，在500Hz时，灵敏度损失了大约为-4dB。这种最坏情况与积分周期中I和Q的“半周期”相对应，并且因此它们其中之一在积分周期中积分为零。实际上在将I积分到零的过程中损失了3dB，并且将Q积分到零的过程中损失了1dB。
因此，如所提出的，当实际的残余频率位于两个连续FFT库之间时扇形损失最坏。因此，我们可以通过下式来估算这最坏情况的损失 =|sinπ2Ksinπ2K|]]>=1K|1sinπ2k|]]>因为K增加了，并且利用sin(x)≈x这样一个事实，因此损失(单位为dB)被限制在 因此，FFT混合器的最坏情况被限制在使灵敏度损失了-8dB(由于相干而损失了-4dB并且因为扇形损失而损失了-4dB)。实际上，相干损失的多普勒误差的最坏情况不是扇形损失的多普勒效应的最坏情况，因此最坏情况的损失往往稍少一点。
如所提到的，图4给出了利用1ms块的Ti＝20ms的FFT混合器的灵敏度损失。在特性曲线的每个25Hz的奇数倍(其等于1/2TiHz)处存在一倾角。这是指与所述25Hz相对应的多普勒误差，此后我们使扇形损失的最大值为-4dB。
图5说明了根据本发明该实施例所实现的结果，图5还包括与图4所示的常规FFT混合器相对应的一迹线。
双重FFT混合器的实施例需要2个FFT、一个标准的FFT、以及一个具有 频偏的FFT。因为在FFT混合器特性曲线中在已知点( 的奇数倍)处出现了“倾角”，因此偏移的FFT混合器的特性曲线在标准FFT混合器的倾角处最大(反之亦然)。这表示如果在这些倾角之一附近存在多普勒误差，那么通过利用两个FFT，我们可以避免重大的灵敏度损失。
利用两个FFT混合器并且观测两组输出是否存在峰值，那么可非常有利的降低扇形损失。现在最坏情况的扇形损失是 =|sinπ2Ksinπ4K|]]>=12K|1sinπ4K|]]>因为K增加了，并且利用这样的事实sin(x)≈x，因此损失(单位为dB)被限制在 因此最坏情况的损失已从-4dB减少为仅仅-0.9dB。
两个FFT混合器的组合具有如图5所示的特性曲线。“双重FFT混合器”具有如所预知的已大量降低的扇形损失。
总之，FFT混合器给定积分的处理增益为Ti＝KNTs秒，但是仅是与NTs秒期间的积分相关的灵敏度损失(相干综合损失)加上扇形损失。
以增加计算复杂性为代价，通过降低相干块的大小N而为所关心的多普勒误差产生任意小的相干综合损失。其造成最高灵敏度的多普勒误差与N成反比。因此，选择足够小的N以使这些频率误差超过最大的实际多普勒误差，这可使接收器不受此损失的影响。
如所注意到的，通过利用双重FFT混合器而使其为-4dB的最坏情况的扇形损失降低为-0.9dB。当然，利用与用于导出双重FFT混合器相同的其可使每个FFT混合器进行频移的规则，通过利用三重的或者四重的FFT混合器可使其进一步减小，但是双重FFT混合器使在恢复灵敏度损失与增加计算复杂性之间存在很好的权衡。
应该理解的是，结合对(±4kHz)这样的很大频率进行搜索的环境中描述了该FFT混合器，但是该技术同样可通过增加N并且降低K而用于细微的频率搜索。
此外，本发明并不局限于在GPS系统内使用，而是可用于这样的任何一个系统，即在该系统中需要在一频率范围内对一信号进行检测。
权利要求
1.一种通过对载波频率进行检测来接收信号的方法，该方法包括采用第一FFT混合器的步骤，其特征在于步骤采用至少另外一个其具有一相对于第一FFT混合器的频偏的频偏的FFT混合器。
2.如权利要求1所述的方法，其中频偏是1/2TiHz，其中Ti表示接收器的积分时间。
3.如权利要求1所述的方法，并且采用另外两个FFT混合器以便提供三重FFT混合器。
4.如权利要求3所述的方法，其中偏移量是1/3TiHz，其中其中Ti表示接收器的积分时间。
5.如权利要求1所述的方法，并且采用另外三个FFT混合器以提供四重FFT混合器。
6.如如权利要求5所述的方法，其中每个混合器的频偏是1/4TiHz，其中其中Ti表示接收器的积分时间。
7.如权利要求1-7中任一个或者多个权利要求所述的方法，其中该信号包括一直接序列扩展频谱信号。
8.如先前权利要求中任一个或者多个权利要求所述的方法，其中所检测的载波包括一数据及PRN调制载波。
9.如先前权利要求中任一个权利要求所述的方法，其中所接收到的信号包括一扩展频谱信号。
10.一种通过对载波频率进行检测来接收信号的信号接收器，该接收器包括第一FFT混合器，其特征在于第二FFT混合器，该第二FFT混合器具有一相对于第一FFT混合器的频偏的频偏。
11.如权利要求10所述的接收器，包括用于执行权利要求2-8中任一个权利要求的方法步骤的装置。
全文摘要
本发明涉及一种用于接收在频率范围内所扩展的信号的一方法，尤其是接收直接序列扩展频谱信号，该方法包括步骤在多普勒搜索的过程中采用快速傅里叶变换(FFT)。尤其是，本发明涉及接收诸如作为GPS系统的一部分而传送而来的那些扩展频谱信号。
文档编号H04B1/707GK1606700SQ02825804
公开日2005年4月13日 申请日期2002年11月13日 优先权日2001年12月22日
发明者S·R·多莱伊, A·萨卡尔, A·T·尤勒 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司