专利名称：使用网格结合判定反馈均衡和补码键控解码的方法和系统的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及数字通信系统，具体的涉及一种增强的系统和方法，用于使用一种网格(trellis)结构执行反馈均衡和补码键控(complementary code key)(CCK)解码。
在许多数字通信情况中(如电话传输、广播电视传输、电报等)，传输信号经过除直达路径之外的多个路经到达接收器。这种情况叫作“多路径(multipath)”，并且会导致在数字符号流中产生符号间干扰(ISI)。在接收器端通过一个均衡器对ISI进行补偿，在许多情况中，该均衡器是如
图1是所示的一种判定反馈均衡器(DFE)。美国专利No.5572262中披露了一种针对这些多路径的方法。
一个DFE 10(图1)具有两个滤波器部分，一个正向滤波器12和一个反馈滤波器16。正向滤波器12的输入为接收到的数据，该数据包括传输符号序列αk、噪声nk和多路径hi。反馈滤波器的输入是量化均衡器的输出 这两个部分的输出相加18形成了最终的均衡器输出 均衡器输出 还输入到网格编码系统(trellis-codedsystem)的下一级，网格解码器(trellis decoder)。虽然在ISI非常严重的情况下，一个DFE的运行情况要好于一个线性均衡器，但是通过该DFE 10的反馈滤波器16的误差传播，限制了它的性能。当量化均衡器的输出 与传输的符号αk不同时，在反馈滤波器16中产生了误差传播。如果在确定符号 的过程中在限制器(slicer)14的输出端产生了误差，那么这个不正确的符号就反馈到反馈滤波器16的输入端并且进行传播。如我们所知，限制器14量化了滤波后的信号，提供了这个接收到的符号的一个估算值。在许多系统中使用了误差校正码，如格码和/或里得-索罗门(Reed-Solomon)码，以在适当的信噪比(SNR)的情况下获得非常低的误码率，在均衡器输出端的“原始的(raw)”符号误码率(SER)可能会相当高。例如，在一个残余边带(Vestigal Sideband)(VSB)系统中，在白噪声的阈值处，均衡器输出端的误码率大约是0.2。由于这些高的SER引起的误差传播的增长能够导致DFE与没有误差传播的情况相比在性能上丢失几个分贝。另外，误差传播导致在均衡器输出端的误差序列被关联，因为它依赖于过去不正确的的符号判定。这种关联对于随后的、通常为白噪声序列设计的网格解码器产生不利的影响。
根据执行直接序列传播光谱技术的IEEE802.11b高速率无线通信标准，可以使用已知的补码键控(CCK)标准对位流数据进行编码。该CCK编码模式用来在无线局域网中达到5.5Mbps或11Mbps。优于使用巴克(Barker)码，CCK要求使用一系列叫做互补序列的代码对数据进行编码，巴克码是用于对数据位编码的标准11比特分片序列(chipping sequence)。由于有256个唯一的码字能够用于对信号进行编码，所以能够通过任何一个具体的码字表示达到8比特的数据(假设一个11Mbps位流)。
对于大多数符号调制模式，情况是这样的，尽管提供符号估算值 有困难，但是判定反馈均衡器还能够充分的执行其功能。这是由于该估算是以一个接一个的符号(symbol-by-symbo1)为基础进行的。
非常期望提供一个具有以下情况的DFE，当接收到一个符号时，例如如果该符号在一个CCK码字的中间，那么在它之前或之后的其它符号之间存在相互关联。
以前的研究工作依赖于首先提供均衡，并且随后执行CCK解码。然而，非常期望同时提供CCK调制解码和均衡。
本发明的一个目的是提供一种改进的系统和方法，用于执行一种网格解码技术对CCK编码数字数据流进行解码。
本发明的另一个目的是提供一种改进的接收器装置，该装置用在执行IEEE802.11b高速率数据通信标准的数字通信系统中，实现一种新颖的、由计算效率高的网格解码技术，来对CCK编码符号进行解码。
使用一种方法和系统，用于执行结合均衡和补码键控编码的符号的解码，可以达到这些或其它的目的。该系统包括一个判定反馈均衡器(DFE)结构，用于模拟一个反向的通信信道响应，并提供一个包括接收到的符号的估计值的输出，该DFE结构包括一个正向均衡器路径和一个具有反馈滤波器的反馈均衡器路径；和一个CCK解码器，该CCK解码器嵌入在反馈路径中，并与那里的反馈滤波器一起工作，基于中间的DFE输出对数据片(chip)进行解码，中间的DFE输出包括对应于过去解码的CCK符号的那些数据片(chip)。直到一个数据片(chip)所属的整个CCK码字解码后，才对该符号数据片(chip)在特定时刻做出判定，从而减小在解码符号时的误差传播。
更为有利的是，该网格解码方法实现为一种由计算效率的64状态网格。
在下面参照附图的详细描述中，列举并示出了本发明的优先实施例，根据这些内容，本发明另外的益处和优点将是显而易见的。
图1是根据现有技术一般性的示出了一个DFE均衡器的结构；图2示出了根据本发明的第一实施例结合DFE和CCK解码技术；图3示出了根据本发明的一个优选实施例结合DFE和CCK解码技术；图4示出了在本发明结合DFE和CCK解码技术的基础下产生的网格结构。
本发明涉及一种数字通信系统和一种高效计算的解码结构，用于根据补码键控(CCK)技术，对以调制符号的形式接收到的数据进行解码。这里将在根据IEEE802.11b标准的11Mbps数字数据流的情况下描述的本发明的系统，然而，可以理解的是，根据该标准本领域技术人员可以容易的将这里描述的原理应用到其它比特流数据速率，如5.5Mpbs。
在本发明的第一实施例中，如图2所示，系统包括一个接收器装置，该装置部分地包括一个判定反馈均衡器(“DFE”)20，如在一个802.11b通信接收器中使用的均衡器。该DFE 20可以是一个分数(fractionally)间隔的判定反馈均衡器(DFE)，它包括一个具有分数(T/2)间隔的抽头(taps)的正向滤波器12′。该正向滤波器12′将执行匹配的过滤和均衡。均衡器20还包括一个反馈滤波器16′，该反馈滤波器16′可以是采样间隔的，即T间隔，其中“T”表示采样率，它也是数据片速率(chip rate)，如11MHz。假设均衡器20的输入是T/2间隔的，即以22MHz采样。该DFE20可用于所有可能的802.11b通信模式，即1、2、5.5、和11Mbps。在第一实施例中，如图2所示，反馈滤波器部分16的输入包括限制器14′的输出，限制器14′提供实际传输的数据片(chip)的一个估算值，并且反馈滤波器部分16的输入可以根据传输模式包括一个BPSK或QPSK限制器。公式(1)描述了这种结构如下
c~k=Σi=0Lf-1fir2k+df-i+Σi=1Lbbic^k-i---(1)]]>其中fi是正向均衡器抽头，bi是反馈均衡器抽头，rk是一个以T/2速率接收到的输入流， 是该DFE均衡器以T速率的输出，Lf正向滤波器的长度，df通过正向滤波器的延迟，Lb是反馈滤波器的长度，和 是限制器的输出，该输出是实际传输的数据片ck的一个估算值。如图2所示，其中提供一个CCK解码器25，用于对接收到的数据片的解码。应当知道在其它实施例中，对于低速率模式，解码元件25可以包括一个典型的巴克去扩展器(Barker despreader)。该CCK解码器25的输入是 在这个实施例中，可以容易的看出，均衡和CCK解码/巴克扩展(Barker dispreading)是完全分离的，并且这样由于限制器产生了误差，可以导致传播误差。
为了改善性能，在一个优选的实施例中，实现了图3中所示的DFE结构20′。根据图3中描述的构造，CCK解码器/巴克去扩展器25′嵌入到包括有反馈滤波器的DFE反馈回路30中。对于CCK模式对8个数据片的块进行解码和均衡，对于DSSS模式对11个数据片的块进行解码和均衡。公式(2)描述了对于CCK模式的这种结构如下c~k+j=Σi=0Lf-1fir2(k+j)+df-i+Σi=1Lbbic~k+j-i,j=0,1,...7]]>=Σi=0Lf-1fir2(k+j)+df-i+Σi=j+1Lbbic^k+j-i+Σi=1jbick+j-i]]>=sk+j+Σi=1jbick+j-i--------(2)]]>其中sk+j=Σi=0Lf-1fir2(k+j)+df-i+Σi=j+1Lbbic^k+j-i,j=0,···,7]]>表示中间的DFE均衡器的输出，它仅包括在反馈滤波器内那些与过去(past)解码的CCK符号对应的数据片，并且Σi=1jbick+j-i]]>部分表示包括有当前传输的符号的数据片。根据本发明，CCK解码器20′随后从256个可能的码字的组中选择某个码字[c0，c1，…，c7]，该码字最小化了下面公式(3)陈述的量度值(metric)Σj=07|sk+j+Σi=1jbicj-i-cj|2------(3)]]>
应当知道，对于DSSS模式，除了要每次考虑那些个11数据片的块和仅有2种或4种可能的11个数据片字，也能够写出类似的方程。
根据该优选实施例的配置大大减小了误差传播，直到数据片所属的整个CCK码字解码后，才对该数据片在时刻k做出判定。这种解决办法的复杂性要高于根据第一实施例(图2)配置，然而，根据本发明的这个优选实施例，提供了一种使用网格结构的高效计算的解码方法，将在下面描述。
根据这种方法，变量c＝[c0，c1，…，c7]表示8符号CCK码字。在码字c中的这些符号用四个QPSK相位φ1、φ2、φ3和φ4来表示，四个QPSK相位φi、φ2、φ3和φ4用来根据如下的方程(4)创建该CCK代码 由于相位φ1对于一个码字中的所有符号是共用的，所以根据如下的方程(5)对数值α1、α2和α3进行下面的限定α1＝2+3+4α2＝3+4从而，可以根据如下的方程(6)用变量αi和φ1来再次重写CCK码字c 换句话说，码字c可以表示为c＝ejφ1d，其中d是如方程(6)所示的α1、α2和α3的函数。每个αi可以采用4个值
中的一个，并且因此d属于一个64个可能向量的组，但是c能够具有256个可能的值。利用一种强力(brute force)方法，该嵌入的CCK解码器可以被编程，以从该256个可能码字(一个8字符长度的数)组中选取码字，最小化这个量度值，并可以使用相应的数值c0，c1，…，c7。对于这种强力最小化，利用这种组合将计算这个值256次(对于能够来传输的256种可能的组合中的每一个组合)，这种组合最小化了选取的度量值的距离。
但是，根据该优选实施例，由于在该DFE反馈回路30(图3)中的反馈滤波器的存储效应，所以可以使用一种优于强力方法的网格结构。即，该网格处理8个中间输出sk+j.j＝0，…7以确定在时刻k传输的码字。如将描述的，更为有利的是，可以将一个网格查询的维数从256减少到64。即，如图4所示，生成一个网格结构100，它实际表示为一个具有原始状态102j-0的状态图，借此，在多路径信道和仅考虑来自于当前CCK码字中的字符在反馈滤波器中的影响的情况下，在每个相应级别103j-0，…，103j-7(等于8个级)上的一个相应的组102j-0，…，102j-7内的状态102的最大数值增大到最大值64。优选地，该网格结构具体实施为一个在组合的CCK解码器/均衡器反馈滤波器结构(图3)中设置的硬件内执行的算法，然而，它能够容易地以软件执行。
在图4的程序网格结构和算法如何运算以处理8个符号sk+j的块的描述中，参照方程3，方程3提出了要被最小化的量度值，并可以根据下面的方程7)和8)用变量d和φ1来再写Σj=07|sk+j+Σi=0jbicj-i|2------(7)]]>其中b0＝-1；和使用关系式ci＝ejφ1di，获得下面的方程8)Σj=07|sk+j+ejφ1Σi=0jbidj-i|2]]>=Σj=07[sk+j|2+|Σi=0jbidj-i|2+2Re(s*k+jejφ1Σi=0jbidj-i)]--------(8)]]>其中Re表示一个实部，*表示复共轭。最小化的上述方程等于最小化下述方程9)的量度值Σj=07|Σi=0jbidj-i|2+2Re[ejφiΣj=07s*k+jΣi=0jbidj-i]-----(9)]]>现在定义项xj=Σi=0jbidj-i.]]>那么，要最小化的量度值可以根据下面的方程10)提出Σj=07|χj|2+2Re[ejφ1Σj=07s*k+jχj]----(10)]]>返回图4，用向量[α1，α2，α3]定义网格100中的一个状态，并且该网格处理一个8个符号sk+j.j＝0，1，…7的块如下在每一时刻j，对于组102j-0，…，102j-7中的每个状态102计算下面的数值xj、一个实值m1(j)＝|xj|2和一个复值m2(j)＝s*k+jxj。将这些值代入方程10)，要最小化的量度值现在可以根据如下的方程11)提出Σj=07m1(j)+2Re[ejφ1Σj=07m2(j)]-----(11)]]>从而，对于网格路径中的每个分支，需要计算两个数值一个实值ml(j)＝|xj|2和一个复值m2(j)＝s*k+jxj。这些数值随后加到相应的该状态的数值上，这样就生成了这个分支。与在一个卷积码中的网格解码不同，这里仅有一个分支进入任一状态，并因此没有“残存路径(survivorpath)”。在102j-0有4个可能的路径对应于α1的4个可能的值，在102j-1有16个可能的路径对应于[α1，α2]的16种可能的组合，在102j-2有64个可能的路径对应于[α1，α2，α3]的64种可能的组合，和此后因为dj的所有随后的值是相同的三个相位的函数，如方程(6)所示，所以该网格的尺寸不会增大。在已经接收整个码字之后，即，在网格100的末端，当在级别103j-7的102j-7时，对于64个状态中的每个状态，关于φ1的4个可能值中的每个值计算方程11)中列出的量度值，共有256个位。随后，对应于最小量度值来选择状态和φ1。随后，使用对应于具有最小量度值的状态的向量[α1，α2，α3]与值φ1一起计算传输的码字c。
应当理解的是，必须在方程11)中计算另外的数值m1(j)，因为通常这一项是码字和滤波抽头的函数。当不存在多路径时，即在别处b0＝-1且bj＝0，容易看到常常m1(j)＝1，并因此不会对最终的量度值产生影响。
如图4所示，在每个状态处，网格结构依赖于值S0的取值移动到4个其它的值处，因为它变为bα(方程3)。随后从每个值处，该网格可以分支为4个其它的值。可以容易的看出，如果在该网格中的每个状态102a，…，102n处可以有4个可能的输入对应于4个不同的值，那么该结构将会以指数增长，并且以等于48的组合(状态)数量结束。然而，根据CCK结构，这个网格结构仅转到64个状态(即102c，…，102n)并随后饱和。这是因为所有的这8个符号可以用不过3个(相位)值α1，α2和α3来表示，即这三个相位中的每个能够取四个值中的一个，使得有43＝64种可能的组合，这使得网格结构非常易于管理。
虽然很明显本发明在这里所披露的内容进行了很好的计划以完成上面所述的目的，但是值得重视的是，本领域技术人员可以作出许多修改和实施例，并且所附权利要求试图涵盖所有属于本发明的实际精神和范围的修改和实施例。
权利要求
1.一种用于对接收到的补码键控(CCK)编码的符号(数据片)进行解码的系统，所述系统包括一个判定反馈均衡器(DFE)结构(20′)，用于接收和均衡通过通信信道传输的CCK编码符号，并提供一个包括所述接收到的符号的估计值的输出，所述DFE结构包括一个正向均衡器路径(12′)和一个具有反馈滤波器(16′)的反馈均衡器路径(30)；一个CCK解码器装置(25)，该CCK解码器装置(25)嵌入在所述反馈路径(30)中，并与那里的反馈滤波器(16′)一起工作，来对所述数据片进行解码，所述CCK数据片的解码基于中间的DFE输出，中间的DFE输出包括对应于过去解码的CCK符号的那些数据片，其中，直到一个数据片所属的整个CCK码字解码后，才对该符号数据片在特定时刻做出判定，从而减小在解码所述符号时的误差传播。
2.根据权利要求1的系统，其中对于CCK模式，对一个8个数据片 的块执行解码和均衡。
3.根据权利要求2的系统，其中对于CCK模式符号的估算的DFE均衡器输出 是根据下面公式来控制c~k+j=sk+j+Σi=1jbick+j+-i,]]>这里sk+j=Σi=0Lf-1fir2(k+j)+df-i+Σi=j+1Lkbic^k+j-i,j=0,...7]]>并且估算的DFE均衡器输出 表示中间的DFE均衡器的输出，中间的DFE均衡器的输出仅包括在反馈滤波器(16′)中那些与过去解码的CCK符号对应的数据片，fi是正向均衡器抽头，bi是反馈均衡器抽头，rk表示一个以特定的速率接收到的输入流，Lf表示正向滤波器的长度，df表示通过正向滤波器的延迟，Lb表示反馈滤波器的长度，和 是限制器的输出，该输出是实际传输的数据片ck的一个估算值，并且Σi=1jbick+j-i]]>部分表示包括有当前传输的符号的那些数据片。
4.根据权利要求3的系统，其中CCK解码器(25)包括从一组可能的CCK码字中选择一个码字c＝[c0，c1，…，c7]的装置，一个码字c＝[c0，c1，…，c7]最小化了一个量度值，该量度值包括Σj=07|sk+j+Σi=1jbicj-1-cj|2,]]>
5.根据权利要求4的系统，其中按下面的公式用变量αi和φ1来表示码字cc=ejφ1d这里 每个αi包括4个值
中的一个，借此d属于64个可能状态向量的一组，并且c能够具有256个可能的值。
6.根据权利要求5的系统，其中CCK解码器包括网格解码装置，用于生成一个网格结构(100)，该网格结构具有多个网格路径，网格路径表示所述码字c的可能的状态(102)，其中用向量[α1，α2，α3]表示该网格结构中的一个状态。
7.根据权利要求6的系统，其中要最小化的量度值根据下面的式子来控制Σj=07|xj|2+2Re[ejφ1Σj=07s*k+jxj]]]>这里xj=Σi=0jbidj-i.]]>
8.根据权利要求7的系统，其中要最小化的量度值根据Σj=07m1(j)+2Re[ejφ1Σj=07m2(j)]]]>这里m1(j)=|xj|2]]>来控制，其中m1(j)＝|xj|2并且是一个实值数值，m2(j)＝s*k+jxj并且是一个复值数值，所述网格解码器结构包括处理一个8个中间输出字符sk+j.j＝0，…7的块的装置，包括在每一时刻j对于网格路径中的每个分支计算所述m1(j)和m2(j)数值的装置；和将m1(j)和m2(j)的数值加到对应于该网格分支起始状态的数值上的装置，由此，该网格处理8个中间输出sk+j.j＝0，…7以确定在时刻k传输的码字。
9.根据权利要求8的系统，其中所述计算装置包括关于每个码字状态对于四个φ1值
之一计算Σj=07m1(j)+2Re[ejφ1Σj=07m2(j)]]]>的量度值，所述装置还选择一个状态向量[α1，α2，α3]和导致最小值量度值的φ1，并从中相应地计算传输的码字c，其中所述网格解码装置的维数从256减少到64。
10.一种对根据补码键控(CCK)数据片编码模式编码的符号进行解码的方法，所述方法包括步骤a)设置一个判定反馈均衡器(DFE)结构(20′)，用于接收和均衡通过通信信道传输的CCK编码的符号，所述DFE结构还为DFE的输出估算所述接收到的符号，所述DFE结构包括一个正向均衡器路径(12′)和一个具有反馈滤波器(16′)的反馈均衡器路径(30)；b)将一个CCK解码器装置(25)嵌入在所述反馈路径(30)中，与为所述反馈滤波器确定的滤波抽头一起用来对所述数据片进行解码，和C)所述CCK数据片的解码基于中间的DFE输出，中间的DFE输出包括对应于过去解码的CCK符号的那些数据片。其中，直到一个数据片所属的整个CCK码字解码后，才对该符号数据片在特定时刻做出判定，从而减小在解码所述符号时的误差传播。
11.一种接收器装置，用于接收通过通信信道传输的符号，所述符号根据补码键控(CCK)数据片编码模式进行编码，所述接收器装置包括一个判定反馈均衡器(DFE)结构(20′)，用于接收和均衡通过通信信道传输的CCK编码的符号(数据片)，并提供一个包括所述接收到的符号的估计值的输出，所述DFE结构包括一个正向均衡器路径(12′)和一个具有反馈滤波器(16′)的反馈均衡器路径；一个CCK解码器装置(25)，嵌入在所述反馈路径(30)中，并与那里的反馈滤波器(16′)一起工作，来对所述数据片进行解码，所述CCK数据片的解码基于中间的DFE输出，中间的DFE输出包括对应于过去解码的CCK符号的那些数据片，其中，直到一个数据片所属的整个CCK码字解码后，才对该符号数据片在特定时刻做出判定，从而减小在解码所述符号时的误差传播。
全文摘要
一种方法和系统，用于执行结合均衡和补码键控编码的符号的解码。该系统包括一个判定反馈均衡器(DFE)结构，用于模拟一个反向的通信信道响应，并提供一个包括接收到的符号的估计值的输出，该DFE结构包括一个正向均衡器路径和一个具有反馈滤波器的反馈均衡器路径；和一个CCK解码器，该CCK解码器嵌入在反馈路径中，并与那里的反馈滤波器一起工作，基于中间的DFE输出对数据片进行解码，中间的DFE输出包括对应于过去解码的CCK符号的那些数据片。直到一个数据片所属的整个CCK码字解码后，才对该符号数据片在特定时刻做出判定，从而减小在符号解码时的误差传播。更为有利的是，该网格解码方法实现为一种由计算效率高的64状态网格。
文档编号H04B3/06GK1633792SQ03803857
公开日2005年6月29日 申请日期2003年1月24日 优先权日2002年2月14日
发明者M·戈霍斯 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司