专利名称：在tmda发射机和相应的调制器中产生i/q信号的方法
数字I/Q调制器本发明涉及产生具有多个时隙的数字I/Q信号的调制器，涉及产生具有多个时隙的数字I/Q信号的信号处理方法，并涉及用于移动通信全球系统(GSM)、增强GSM数据速率演进技术(EDGE)或增强型通用分组交换无线数据业务(EGPRS)系统中时分多址(TDMA)发射机的计算机程序。
1997年，EDGE建议向欧洲标准委员会ETSI提交。EDGE标准将分两个阶段实现。第一阶段的一部分是规范EGPRS，这是现有的GPRS的扩展。EGPRS引入了8PSK(相移键控)调制方案，有可能比已经建立的GMSK(高斯最小频移键控)调制方案具有更高的数据率。这种新型的8PSK调制方案对TX(发送)链中功率放大器的线性具有更严格的要求，因为相比GMSK其幅度不是恒定的。因此，尽管GMSK的恒定包络能够使用比线性功率放大器(PA)功率效率高的饱和功率放大器PA，但是8PSK调制方案的可变包络需要的是线性PA。
当8PSK调制方案用于多时隙(TS)操作时，需要按照BSC的需要对每个TS单独调整TX功率。TS之间的TX功率转换应该是平滑的。否则，如果TS之间的TX功率转换不平滑，就会出现对相邻信道上其它用户的干扰。因此通常不能简单地突然切换TX路径的增益。此外，TX路径的增益通常是在模拟域变化的。因此，在TX链上需要连续可变增益放大器(VGA)，调整TX功率电平。这种VGA受恰当成形的模拟控制电压控制。提供VGA以及产生恰当成形的模拟控制电压是很昂贵的。此外，这种装置容易出故障，这是这种模拟电路所固有的问题。此外，这种模拟电路具有容限，本领域技术人员都知道这总是很难处理的。
当相邻TS中的调制方案从8PSK变到GMSK或者相反时，多TS操作中出现的另一个问题是8PSK和GMSK之间的这种切换可能引起数字I/Q信号的不连续。这种不连续必须避免，因为它们是非常宽带的而且可能引起对其它信道的干扰。
平滑TX功率滚降的要求对任何多址系统都是基本的，包括TDMA和频分多址(FDMA)在内。因此，所申请的标准保留了相邻TS之间的时间间隔，专用于功率滚降，其中没有数据传输。根据GSM标准，这个时间间隔被称为“保护间隔”。
GPRS的引入导致前一方法扩展到多时隙操作。这里，功率滚降电压是具有平滑沿的阶梯形状。
本发明的一个目的是最小化相邻时隙之间的干扰。
根据本发明的示范实施例，这个目的是用产生具有多个时隙的数字I/Q信号的调制器解决的，该调制器包括在多个时隙的相邻时隙之间的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽的装置。
权利要求1中提出的根据本发明示范实施例的这种调制器允许在支持无线TDMA发射机多时隙操作的数字I/Q调制器中使用线性功放。换言之，在EGPRS的线性发射机中遇到的困难可以通过在相邻时隙之间的保护间隔中为数字或I/Q信号的包络引入凹槽来克服。此外，在数字或I/Q信号的包络中引入凹槽可能有这样的效果可以避免TX信号中由于突然切换TX路径增益引起的不期望的突然切换过渡。这一点可以通过当TX信号关闭时，在I/Q信号的凹槽中切换TX路径增益来完成。因此，由于在相邻时隙之间改变TX功率电平出现的相邻信道之间干扰可以最小化。
另外，在相邻时隙的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽，可以避免在8PSK和GMSK调制方案之间切换时，I/Q信号中出现的不期望的不连续性。因此，在切换8PSK和GMSK时出现的邻道干扰可以最小化。
另外，在调制器中可以使用离散增益VGA，而不是连续增益VGA。而且，由于在数字域中引入凹槽，没有模拟电路容限的麻烦。除此之外，本发明使得为连续VGA产生模拟控制电压变得无用了。
根据权利要求2中提出的本发明的另一个示范实施例，I和Q信号都乘以凹槽成形的波形，使引入凹槽的解决方案变得非常简单。
根据权利要求3中提出的本发明的一个示范实施例，凹槽成形是不需要另加设备的，因为8PSK通常都要提供脉冲成形滤波器。
根据权利要求4中提出的本发明的一个示范实施例，在保护间隔中向脉冲成形滤波器填入零。在保护间隔中将零填入脉冲成形滤波器，就可以在数字I/Q信号的包络中引入凹槽。由于产生数字零很简单而且不容易出错，这就提供了一种非常简单而且稳定的避免邻道干扰的调制器。
还有本发明的另一个示范实施例，在权利要求5中提出，当含有GMSK调制的时隙时可以在包络中有效地引入凹槽。此外，权利要求5中提出的本发明示范实施例可以将C0滤波器复用于GMSK而不需要独立的GMSK调制器。
根据本发明的另一个示范实施例，在权利要求6中提出，调制器是GMSK调制器和8PSK调制器，允许使用两种调制方案GMSK调制方案和8PSK调制方案。
根据权利要求7中提出的本发明的又一个示范实施例，提供了一种信号处理方法，可以最小化邻道干扰。
根据权利要求8和9中提出的本发明的又一个另外的示范实施例，提供了信号处理方法，其中通过用凹槽成形的波形乘以I信号和Q信号以及通过脉冲成形滤波器产生凹槽。两种方法都可以非常简单而且有效地控制调制。而且，如果通过脉冲成形滤波器引入凹槽，凹槽成形不需要附加设备。
根据本发明，也提供了一种计算机程序，用于GSM、EDGE或EGPRS系统的TDMA发射机，在权利要求10中提出。
从上面显而易见的是，建议了一种数字I/Q调制器，有效地支持使用线性功放的无线TDMA发射机的多时隙操作。本发明的一个方面是，在相邻时隙之间的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽。这些凹槽在TX链增益突然切换、以便改变TX信号功率时，避免了相邻射频信道上的干扰。此外，建议了一种产生凹槽的信号处理布局，在相邻时隙的调制方案从GMSK改变到8PSK时特别具有吸引力，反之亦然。
本发明的这些以及其它方面参考随后描述的实施例会变得很清楚而且将会阐明。这些实施例将参考如下附图描述
图1表示根据本发明一个方面的单时隙8PSK I/Q调制器。
图2表示根据本发明一个方面，在突发开始和结束时图1调制器的8PSK MUX设置。
图3表示根据本发明一个方面的单时隙正交GMSK I/Q调制器。
图4表示根据本发明一个方面，在时隙开始和结束时图3调制器的GMSK复接器设置。
图5表示根据本发明一个方面，带有用凹槽成形的波形乘以数字I/Q信号的数字乘法器的调制器。
图6表示根据本发明一个方面的多时隙8PSK/GMSK I/Q调制器。
图7表示根据本发明一个方面，在图6的GMSK调制器正交分支中的有限状态自动机(FSM)。
图8表示根据本发明一个方面，当在8PSK时隙和GMSK时隙之间转换时图6调制器的C0 MUX和C1 MUX的设置，反之亦然。
图9通过假想的多时隙TX包络说明在相邻时隙不同功率电平上切换8PSK和GMSK。
在上面这些图的如下描述中，相同的参考号用于同一个或相应的部件。
图1表示根据本发明一个方面的单时隙8PSK I/Q调制器1的简化电路图。当图1的调制器用于GSM系统时，语音信号用语音编码量化，然后量化的语音信号在信道编码过程中组成数据帧。串行数据流则引入串并变换器2，如图1所示，这可能是一个三比特串行到并行变换器。三比特并行信号再输入Grey映射器3，将每个比特三元组映射到八个复信号中的一个上。然后，通过复乘法器4将每个符号旋转3π/8。这样做是为了避免RF包络中的过零点。信号在复接器(MUX)5中复接之后，MUX 5的输出输入到上抽样器6中，实现N＝16的上抽样，就是在每个输入抽样之后插入N-1个零。上抽样器6的输出输入到有限脉冲响应(FIR)脉冲成形滤波器中，这里用C0表示。在另一个示范实施例中，上抽样和FIR滤波可以合并成一个更有效的多相位插值滤波器结构。FIR 7的输出输入到数模转换器(DAC)8中。
在工作时，MUX 5在TDMA信号的保护间隔中选零，在突发的有效部分中选旋转的8PSK符号。图2对此做了更详细的说明。
图2表示在突发开始和结束时，图1的8PSK MUX 5的设置。从图2可以得到，在保护符号之间，零被填入MUX 5。在前导的三个尾符号、数据符号和拖尾的三个尾符号之间，旋转的8PSK符号被插入MUX 5。在数据符号的末尾，8PSK符号保留在MUX 5中，直到三个尾符号结束。随着下面保护符号的开始，零被插入MUX 5中。
用零馈入上抽样器/滤波器有如下效果当滤波器被最早的旋转8PSK符号激励时，前导零能够得到平滑的上阶跃响应。拖尾零填入最后的旋转8PSK符号能够得到平滑的下阶跃响应。
图3表示根据本发明一个方面，单时隙正交GMSK I/Q调制器9的示范实施例。图3是简化的电路图。GMSK是一种非线性调制方案，在相位域做脉冲成形，与在I/Q域做脉冲成形的线性调制方案不同。按照P.Jung在IEEE transactions on communications，vol.42，No.2/3/4，1994“Laurent’s decomposition of Binary DigitalContinues Phase Modulated Singals with Modulation Index 1/2Revisited”中的建议，通过叠加一串线性调制信号可以实现GMSK调制器。相应的成形滤波器标为C0，C1，…，Cn。
FIR滤波器C0 14的输入如下产生将GMSK比特插入映射器10。映射器10的输出信号输入到数字乘法器11，将映射器10的输出信号乘以一个复相子ejkπ/2。相乘后的信号提供给MUX 12，其输出信号提供给上抽样器13，对应于图1的上抽样器6。上抽样器13的输出信号输入到FIR滤波器C0 14，它的输出信号加到FIR滤波器C1 21的输出信号上并提供给DAC 15。DAC 15对应于图1的DAC 8。
FIR滤波器C1 21的输入通过使用有限状态机(FSM)16、映射器17调制比特并通过数字乘法器18乘以复相子ej(k-1)π/2得到。数字乘法器18的输出信号输入到MUX 19，其输出信号提供给上抽样器20。上抽样器20的输出信号提供给FIR滤波器C1 21。上抽样器20对应于图1的上抽样器6。
通常，成形滤波器Cn的输入通过使用FSM、映射器调制比特并乘以复相子ejkπ2得到。FSM算法和相子的相位θn依赖于序列单元的序号n。因此，如图3所示，n＝0时根本不需要FSM并使用θn＝0。由于只使用了序列的第0单元，它被称为线性化的GMSK。因此，图3的上分支称为GMSK调制器的线性分支。这里要注意的是，C0滤波器适于作为8PSK的成形滤波器，以便得到类似于GMSK功率谱密度(PSD)的PSD。考虑了序列的较高阶元素，近似误差可以变得任意小。在实际应用中，只考虑序列的单元0和1就足够了。图3调制器的下分支也称为GMSK调制器的正交(quadratic)分支。
图3所示的正交GMSK调制器的优点是成形滤波器可以用于包络成形，其方法与参考图1的8PSK调制器所描述的一样。将参考图4进一步描述。
图4表示在时隙或突发开始和结束时，图3的MUX 12和19的示范设置。图4左手边表示时隙开始时的设置，图4右手边表示时隙结束时的设置。从图4可以得到，除了前导保护间隔的最后一个保护比特和拖尾保护间隔的第一个保护比特之外，所有保护比特期间MUX12和19都插入零。从前导保护间隔的最后比特到拖尾保护间隔的第一比特，将GMSK信号提供给上抽样器13和20。这种将最里面和最外面的保护符号设置给GMSK信号的做法是GMSK强制的，因为否则的话，最外面尾比特区域中的相位误差会增加得太多。
按照图4所示设置MUX 12和19的图3调制器可以平滑TX包络的沿。
图5表示包括数字乘法器23的一种数字I/Q调制器22的简单草图。I/Q信号提供给数字乘法器23，将每个I信号和Q信号与凹槽成形的波形相乘，产生包络中有凹槽的数字信号I’、Q’。数字乘法器23在随后时隙的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽。原则上，数字I/Q调制器可以是如图1所示的8PSK调制器1、图3所示的GMSK调制器9、或者两种调制器1和9的组合、或者它们的一部分。
图6表示根据本发明示范实施例的多时隙8PSK/GMSK I/Q调制器24。第一眼看来，图6的调制器24是图1的8PSK调制器1和图3的正交GMSK调制器9的组合。图6的调制器24包括8PSK调制器，由三比特串并变换器2、grey映射器3、复乘法器4、将在下面描述的称为C0 MUX的复接器26、上抽样器6和FIR滤波器C0 7组成。GMSK调制器的线性分支包括映射器10、复乘法器11、C0 MUX 26、对应于图3中上抽样器13的上抽样器6、对应于图1的FIR滤波器C0 14的FIR滤波器C0 7。GMSK调制器的正交分支包括FSM 16、映射器17、复乘法器18、现在称为C1 MUX的GMSK MUX 19、上抽样器20以及FIR滤波器C1 21。此外，图6的调制器24具有复接器25，为串并变换器2提供将用8PSK调制方案调制的串行数据流，并为映射器10和FSM 16提供将用GMSK调制方案调制的串行数据流。在使用8PSK调制方案时，将FIR滤波器C0的输出信号直接提供给DAC 8。在使用GMSK调制方案时，FIR滤波器C0 7和FIR滤波器C121的输出被相加、提供给DAC 8。复接器C0 MUX 26、C1 MUX 19以及复接器25允许调制器的两种模式操作8PSK模式和GMSK模式。此外，这些复接器允许将调制器配制为8PSK调制器、GMSK调制器或线性GMSK调制器。
图7更详细地表示GMSK调制器的有限状态自动机16及正交分支。从图7可知，FSM 16包括第一寄存器30和第二寄存器31以及第一模2加法器32和第二模2加法器33。FSM 16的输入提供给第一寄存器30和模2加法器32。第一寄存器30的输出提供给第二寄存器31和第一模2加法器。第二寄存器31和第一模2加法器32的输出提供给第二模2加法器33，然后输出到映射器17。
当从8PSK突发转换到GMSK突发时，C0 MUX 26和C1 MUX 19的设置序列绘于图8。
图8表示当从8PSK时隙转换到GMSK时隙时C0 MUX 26和C1 MUX19的示范设置，反之亦然。从图8可知，在8PSK模式的整个数据信号和三个尾信号过程中C0 MUX 26为上抽样器6提供8PSK信号。然后，在前七个保护符号中，C0 MUX 26向上抽样器6提供零。在最后一个保护符号中，C0 MUX 26向上抽样器6提供GMSK调制器线性分支的GMSK信号。然后，在三个尾符号和随后的数据符号中，C0 MUX26向上抽样器6提供GMSK调制器线性分支的GMSK信号，也就是复乘法器11的信号输出。
在数据符号期间，C1 MUX 19向上抽样器20提供零；三个尾符号期间，8 PSK信号提供给DAC 8；而在八个保护符号的前七个比特期间，8PSK信号提供给DAC 8；。然后，当信号切换到GMSK信号时，在保护间隔的八个保护符号的最后一个、也就是第八比特中，C1 MUX19向上抽样器20提供GMSK调制器正交分支的GMSK信号，也就是复乘法器18的输出。然后，在三个尾符号和数据符号中，复乘法器18的输出提供给上抽样器20。
当从使用GMSK调制方案的时隙切换到随后的使用8PSK调制方案的时隙时，C0 MUX 26在数据符号、三个尾符号以及八个保护符号的第一个符号期间，为上抽样器6提供复乘法器11的输出信号。然后在其余的七个保护符号期间为上抽样器6提供七个零。随着8PSK调制方案的随后时隙的随后三个尾符号开始，C0 MUX 26在尾符号和数据符号期间为上抽样器6提供复乘法器4的输出信号。
当为随后的时隙进行从GMSK调制方案到8PSK调制方案的切换时，C1 MUX 19在数据符号、三个尾符号和八个保护符号的第一个期间，向上抽样器20提供复乘法器18的输出信号。然后在保护符号的其余七个比特、使用8PSK的随后的尾符号和随后的数据符号期间，C1 MUX 19为上抽样器20提供零。
图9表示，当进行一个时隙的8PSK到下一个时隙的GMSK的切换时，在相邻信道中可以观察到的假想的多时隙TX包络ptx和相应功率pn的例子。假设8PSK TS中的平均功率高于GMSK TS的平均功率。从图9可知，根据本发明的示范实施例，在第一时隙的8PSK调制方案和第二时隙的GMSK调制方案之间的包络ptx中有一个凹槽。正如上面详细解释的那样，这个凹槽的插入可以通过两种方法或者用凹槽成形的波形乘以I和Q信号；或者通过为脉冲成形滤波器填入零，激励脉冲成形滤波器的一个下阶跃响应跟随一个上阶跃响应。尽管图9实际上表示了一个比较小的凹槽，但是根据各种系统的要求凹槽的大小是可以改变的。正如相邻信道功率pn所示，TX包络中的平滑凹槽使相邻信道的功率转换没有产生明显的尖峰。凹槽没有分辨出来是因为它的持续时间比分解滤波器的时间常数短。因此，凹槽的效果就是避免I/Q信号中由于切换调制方案带来的阶跃以及隐藏由于随后时隙功率电平的切换而带来的TX包络中的阶跃。如图9所示，在包络中引入凹槽使相邻信道中的干扰最小化。
正如上面已经详细解释过的，两个复接器C0 MUX 26和C1 MUX19用于向脉冲成形滤波器FIR C0 7和FIR C1 21之前的上抽样器6和20馈入复值的零，而不是复值符号。正如上面已经指出的，除了0和1分支外，也可以进一步考虑更高阶的分支，以改善图6所示调制器24的近似程度。而且作为一种变化，可以将各个上抽样器与随后的脉冲成形FIR滤波器合并成有效的多相位插值滤波器。
优点是图6所示的调制器24允许使用线性功率放大器，同时避免邻道干扰。而且可以使用简单的离散增益VGA而不是连续增益VGA。由于根据本发明的信号处理是在数字域实现的，不会遇到模拟电路容限的问题。而且，不再需要为连续VGA产生模拟控制电压。
由于在图6的调制器24中使用复接器C0 MUX 26和C1 MUX 19，凹槽成形是不需要另加设备的，因为滤波器和上抽样器无论如何都是需要的。而且调制器24允许简单地控制调制并将FIR滤波器C 07双重用于GMSK调制器线性分支和8PSK调制器。例如在GSM-、EDGE-或EGPRS芯片组中最好使用诸如调制器24这样的调制器。
根据本发明的另一个示范实施例，FIR滤波器的延迟定时单元，在常规操作中是串行填入的，最好也可以并行地用优选的初值填入。这样使时隙之间转换的设计有更多的自由。因此，例如在特定的传输概念应用中，可能希望在8PSK时隙的平滑下降沿之后的保护间隔开始处，突然插入具有恒定包络的GMSK调制信号。根据本发明的一个示范方面，这最好也可以通过并行载入合适的初值来实现。
权利要求
1.产生具有多个时隙的数字I/Q信号的调制器，该调制器包括在多个时隙的相邻时隙之间的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽的装置。
2.根据权利要求1的调制器，其特征在于在多个时隙的相邻时隙之间的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽的装置包括，数字乘法器，用凹槽成形的波形乘以I/Q信号的I信号和Q信号。
3.根据权利要求1的调制器，还包括脉冲成形滤波器而且其特征在于，在相邻时隙的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽的装置包括，产生脉冲成形滤波器的下阶跃响应并跟随上阶跃响应的装置，这样就可以在相邻时隙的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽。
4.根据权利要求3的调制器，其特征在于产生脉冲成形滤波器的下阶跃响应并跟随上阶跃响应的装置，包括在保护间隔期间向脉冲成形滤波器填入数字零的装置，这样就可以在相邻时隙的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽。
5.根据权利要求3的调制器，还包括带有线性分支和正交分支以及复接器的GMSK调制器，其特征在于复接器将复数零馈入分支，使脉冲成形滤波器的下阶跃响应跟随上阶跃响应，以便在相邻时隙的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽。
6.根据权利要求1的调制器，其特征在于调制器是GMSK调制器和8PSK调制器。
7.产生具有多个时隙的数字I/Q信号的信号处理方法，该信号处理方法包括如下步骤(a)调制I信号和Q信号，产生I/Q信号；并且(b)在多个时隙的相邻时隙之间的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽。
8.根据权利要求7的信号处理方法，还包括用凹槽成形的波形乘以I/Q信号的I信号和Q信号的步骤。
9.根据权利要求7的信号处理方法，其特征在于在相邻时隙的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽的步骤(b)还包括如下步骤产生脉冲成形滤波器的下阶跃响应并跟随上阶跃响应，这样就可以在相邻时隙的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽。
10.产生具有多个时隙的数字I/Q信号、特别用于实现GSM、EDGE或EGPRS系统中TDMA发射机的芯片组的计算机程序，包括如下步骤(a)调制I信号和Q信号，产生I/Q信号；并且(b)在多个时隙的相邻时隙之间的保护间隔中为数字I/Q信号的包络引入凹槽。
11.包括根据权利要求1的调制器的发射机。
全文摘要
本发明涉及数字I/Q调制器，它有效地支持使用线性功率放大器的无线TDMA发射机的多时隙操作。根据本发明，在相邻时隙或突发之间的保护间隔中为I/Q信号的包络引入凹槽。为了改变TX信号的功率电平或当调制机制改变时，TX链的增益会突然变化，凹槽避免了相邻射频信道上的干扰。而且也提供了一种产生凹槽的方法，如果相邻时隙的调制方案从GMSK改变到8PSK时特别有用，反之亦然。
文档编号H04J3/00GK1679290SQ03820436
公开日2005年10月5日 申请日期2003年8月14日 优先权日2002年8月28日
发明者P·博德, H·鲍尔, R·迪伊特斯奇 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司