信号波形劣化补偿器的制作方法

专利名称：信号波形劣化补偿器的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用光纤的光信息传输，特别涉及补偿传输中的信号波形劣化的补偿器。
背景技术：
在超高速光通信领域中，传输线路光纤和使用部件具有的波长色散、极化色散和频带限制这些现象成为限制传输速度和传输距离的重要原因。所谓“波长色散(CDChromatic Dispersion)”指波长不同的光在光纤中以不同速度传输的现象(以下简单地称为色散时指波长色散)。以高速调制的光信号的光谱包括不同的波长成分，这些成分由于波长色散的影响分别在不同时间到达接收端，结果，传输后的光波形产生较大的波形失真，这种情况已被公知。为了避免这种波长色散的影响，正在研究被称为波长色散补偿的技术(以下简单地叙述为色散补偿时指波长色散补偿)。所说波长色散补偿是通过在光发送机和接收机内配置具有与在传输线路中使用的光纤相反的波长色散特性的光学器件，消除光纤的波长色散特性以防止接收的光波形失真的方法。作为波长色散补偿方式，正在研究使用具有与传输线路相反的符号的波长色散的色散补偿纤维、或光干涉计、光路、纤维光栅、光横向滤波器等的方法等。并且，也在研究在接收机内配置电气横向滤波器等电气补偿电路来补偿波形劣化。
已经知道特别是在相距数百公里以上传输10Gbit/s以上的光信号时，光纤因温度变化形成的波长色散量的变动成为问题，因此正在研究根据变动可以改变补偿量的可变色散补偿技术。在本技术中使用的可变波长色散补偿器中，例如对纤维光栅赋予温度梯度和变形，或对光干扰系统赋予温度和相位的变化，由此可以改变波长色散量，这种技术已被公知。并且，如果是上述的电气横向滤波器，可以通过改变滤波器特性来实现可变补偿。这种可变色散补偿器也用来补充高速光收发器的波长色散容限的不足。例如，40Gbit/s光收发器的色散容限幅度极小，最大也就约为80ps/nm，广泛使用的标准单模光纤(SMF)仅能持续4km。因此，在使用固定的波长色散补偿器件的传输中，每当传输距离变化4km时，就需要更换补偿量不同的器件，从而使传输线路的色散控制在80ps/nm以下，所以色散补偿器的种类繁多，由于其管理和成本、补偿器的制造及配置，存在安装所需时间变长等重大问题。另一方面，产生需要高精度地测定传输线路的波长色散量和长度、用户不能简单地变更传输路径等许多不便。
因此，研究一种自动波长色散补偿技术，把可变波长色散补偿器配置在接收器的紧前面，检测接收波形和传输特性的劣化量，并自动地改变波长色散量以便经常形成最佳的接收波形。采用该技术，即使是高速光收发器，也能够实现和以往相同的不考虑传输线路波长色散，用户只要连接装置即可动作的状态，即，实现“即插即用”。
另一方面，所谓“极化色散(PMDPolarization Mode Dispersion)”，指光信号的传输速度在光纤的两个主轴(TE和TM)之间不同的现象。结果，分配在TE、TM这两个主轴上的光信号在互不相同的时间到达接收端，产生较大的波形失真，这种现象已被公知。为了避免这种极化色散的影响，正在研究被称为极化色散补偿的技术。所说极化色散补偿是在传输线路中插入具有与传输线路相反的极化色散的元件等来防止光波形的失真的方法。并且，也在研究在接收机内配置横向滤波器等电气补偿电路，从而补偿因极化色散造成的波形劣化。与波长色散不同，光纤传输线路的极化色散量由于周围温度变化和入射极化状态的变动等在时刻变化着，这种情况已被公知，因此需要检测劣化量并经常控制为劣化最小的最佳补偿状态的自动极化色散补偿。
并且，所说“频带限制”指用作传输线路的多模光纤、生成和接收光信号时使用的半导体激光和光电二极管、IC等的频带界限而引起的光信号的高频成分等特定的频带成分消失的现象，在高速光传输中涉及到接收光波形的波形劣化。针对频带限制，虽然在研究配置光或电气横向滤波器等补偿电路来补偿已变弱的高频成分，但是，由于该现象大大依赖于相对光纤的入射模式和光纤的状态及传输距离、各个光发送器的光源的光谱特性和调制特性，所以不能预先确定补偿量，而需要检测劣化量并经常控制为劣化最小的最佳补偿状态的自动补偿。另外，这种补偿不限于频带限制，同时对因波长色散和极化色散造成的劣化的一部分、波形的初期码间干扰等也有补偿效果。
这样，为了进行在光纤传输中使用的多种可变光·电气补偿器的自动控制，需要检测某种波形和传输特性的劣化量的技术。图2表示使用可变色散补偿和极化色散补偿中的波形劣化检测的代表性方法即时钟提取·最大控制法的、以往的自动波长色散补偿器的结构示例。
通过光纤传输受到光纤的波长色散和极化色散等而劣化了的光数字信息信号，通过输入光纤101被输入以往的自动波长色散补偿器102。光信号通过透射可变光波长色散补偿器102接受因波长色散形成的劣化的补偿，然后从输出光纤105输出。另外，在补偿器102中使用极化色散补偿器时，可以利用几乎相同的结构构成可变极化色散补偿器。补偿后的光信号的一部分在光分路器104中被分路，并被导入光检测器106转换为电气信号。使该电气信号在整流电路121进行整流，并通过使其输出信号在透射中心频带与位率相等的带通滤波器122中进行滤波，从而抽取接收信号中的时钟成分。该时钟信号的强度与接收波形的眼开幅度几乎成比例，所以把从最大值控制电路123得到的控制信号103输入可变光波长色散补偿器102，从而变更波长色散量，进行使时钟信号为最大的最大值控制，由此可以使波形劣化经常保持为最小。
这种基于时钟提取的可变波长色散补偿器的控制，例如在文献“Extracted-Clock Power Level Monitoring Scheme for AutomaticDispersion Equalization in High-Speed Optical TransmissionSystems”(IEICE Trans.Commun.，Vol.E84-B，No.11 Nov.2001)中有所报告。在本论文的图6中，披露了20Gbit/s的NRZ(Non Return to Zero非归零)/RZ(Return to Zero归零)方式的时钟成分强度和传输线路的波形色散量的关系。例如，在图6(b)中用实线表示NRZ信号的情况下，时钟信号的强度(纵轴)在波长色散量(横轴)为-150ps/nm时达到最大强度，波形在该位置基本上为最好的。以该点为中心，在波长色散量为+50ps/nm～-350ps/nm的宽幅和约400ps/nm的范围内，时钟强度为单峰性，并向上凸起，如果在时钟最大的方向上控制可变色散补偿器的补偿量，则可以经常获得最佳波形。
非专利文献1“Extracted-Clock Power Level Monitoring Scheme for AutomaticDispersion Equalization in High-Speed Optical TransmissionSystems”(IEICE Trans.Commun.，Vol.E84-B，No.11 Nov.2001)发明内容但是，在前述的时钟最大控制中，存在如果波形劣化变大，则时钟信号的强度失去单峰性、从而不能实现向最好波形的牵引的问题。例如，可以牵引的色散量的幅度根据上述文献的图6所示实验结果，20Gbit/sNRZ光信号大约为400ps/nm范围，RZ信号大约为250ps/nm。该值与位率的平方成反比，所以如果换算为位率40Gbit/s，则分别为100ps/nm(NRZ)、80ps/nm(RZ)。这大致相当于40Gbit/s接收器的色散容限幅度。即，判明大概是“接收器可以接收的波形牵引到最佳点”的检测范围。为了实现实际应用中的即插即用，期望波形劣化的检测范围尽量大，例如需要覆盖可变色散补偿器和可变极化色散补偿器的补偿范围。例如，在40Gbit/s的可变色散补偿中，把和10Gbit/s的收发器相同程度的使用便利性设为目标，则实现10Gbit/s收发器的色散容限(＞800～500ps/nm)成为目标。即，最低也需要约±250ps/nm，从而需要检测范围较大的波形劣化检测方法。
并且，上述问题同样存在于图2所示自动极化色散补偿器中。普通的NRZ收发器的极化色散容限幅度约为位宽的1/3(例如，位率为40Gbit/s的NRZ信号时，位宽为25ps，收发器的极化色散容限约为7.5ps)。对于使用时钟提取的波形劣化检测方法，检测范围最大为1/2比特。其理由如下，基于极化色散的波形是在光纤传输线路的两个主轴传输的波形之和，所以极化色散量正好为1比特时，劣化后的光信号的波形再次返回二进制的波形，产生与极化色散量为零时相同强度的时钟信号。即，时钟信号的强度为单峰的极化色散量的范围为0～1/2比特。光纤的极化色散量与正常传输距离的平方根成比例，其值约为0.1ps/km1/2。但是，在所铺设的光纤传输线路中也混有具有极化色散量多的特性的劣质品，这种光纤的极化色散量据说最大达2.0ps/km1/2。在这种光纤中，在仅仅100km的传输线路中就达到20ps的色散量(40Gbit/s时为位宽的80％)。因此，即使在极化色散补偿器中也需要检测范围较大的波形劣化检测方法。
在进行前面叙述的频带劣化的补偿时，也需要相同的波形劣化检测方式。这是因为虽然可以通过时钟信号强度的检测来控制，但与上述的波长色散、PMD补偿相同，检测范围不足。
另外，在以往的时钟提取方式中，检测电路的检测特性对光信号的位率的依赖性强，存在不能适用于位率不同的光信号的补偿的问题。近年来，光信号的位率种类在大幅增加，虽说同是10Gbit/s的系统，但已分支成SONET信号的9.95Gbit/s、使用FEC(Forward Error Correction前向纠错)的传输系统的10.7Gbit/s和12.6Gbit/s、10G以太的12.5Gbit/s等多种。在时钟提取方式中，作为带通滤波器122，需要使用Q值达数百的频带宽度极小的滤波器，因此利用一个电路对应这种广范围的位率是非常困难的。另一方面，需要减少产品种类、实现低成本，也需要增加购买了产品的顾客侧的便利性，所以自动补偿器的波形劣化检测电路的多位率化的必要性增强。
以上特别列举了波长色散补偿中的时钟最大控制的示例，作为同等的现有技术被广泛使用的技术，有进行控制使传输特性的指标之一即接收数据的误码率为最小的误码率最小控制。该控制也与上述的时钟提取方式相同，存在波形劣化的检测范围不足的问题。即，由于无法在接收器内进行合适的时钟提取，从而仅在接收器在一定程度上正常识别数字数据时获得控制信号。该检测范围与时钟提取最大控制的情况同样大大不足，并且同样难以对应多位率。另外，由于只有接收到从接收器获得的编码错误信息后才能进行补偿器的控制，所以存在难以分离补偿器和接收器来作为独立产品的问题。
本发明的目的在于提供一种实用的波形劣化补偿器，用于在可变波长色散补偿、可变极化色散补偿、可变频带补偿等中使用的波形劣化检测方法中解决上述问题。
上述目的可以通过下述方式实现，即，利用光检测器把光数字信息信号转换为电气数字信息信号，使用取样电路，与信息信号的比特定时不同步地取样电气数字信息信号的振幅，从而获取振幅频度分布，并在控制电路中根据该频度分布抽取对应波形变化量的信号，获得使波形劣化为最小的控制信号。特别是通过利用该控制信号控制可变光信号波形劣化补偿电路或可变电气信号波形劣化补偿电路的补偿量，可以自动把信号波形劣化补偿为最小。
作为上述的波形劣化补偿电路，通过使用波长色散补偿电路、极化色散劣化补偿电路、频带劣化补偿电路、或包括横向滤波器或识别反馈补偿器的补偿电路，可以有效补偿光纤传输中的劣化因素。
并且，为了对应多位率，需要在输入了多个不同位率的信息信号时也能保证上述的不同步取样。这可以通过使取样电路的取样频率和所述位率可取的所有值互为素数，或者通过把取样电路的取样定时设成随机方式，或者通过把取样频率切换为多个不同的值，或者使该取样频率在时间上变化来实现。
并且，通过使从光检测器到取样电路的路径的频率频带小于信息信号的位率的1/2，可以进行更加广范围的波形劣化的检测和补偿。
在上述的控制电路中，通过算出频度分布的2次以上的统计动差，并控制信号波形劣化补偿电路以使所算出的统计动差为最大、最小或固定值，可以有效检测波形的劣化，自动补偿波形劣化。例如，在信息信号是NRZ形式时，算出4次以上的偶数动差的任一个作为统计动差，控制电路控制信号波形劣化补偿电路以使其为最小，或者算出2次以上的动差作为统计动差，控制电路控制信号波形劣化补偿电路以使其为固定值。并且，在信息信号是RZ形式时，算出2次以上的偶数动差作为统计动差，控制电路控制信号波形劣化补偿电路以使其为最大，或者算出4次以上的偶数动差的任一个作为统计动差，控制电路控制信号波形劣化补偿电路以使其为最小。
并且，为了防止错误动作并扩大波形劣化的检测范围和灵敏度，在没有光信号的状态下停止信号波形劣化补偿电路的控制，在有光信号的状态下实施信号波形劣化补偿电路的控制。另外，在信号波形劣化补偿电路的电源接通或者从外部输入指示信号后或者光信号从无变为有时，控制电路首先使用低次的统计动差控制信号波形劣化补偿电路，然后进行控制算法的切换以便使用利用更高次的统计动差或其他方式生成的控制信号。
本说明书包含了作为本申请的优先权基础的日本国专利申请2003-149513号的说明书及/或附图记载的内容。


图1是表示本发明的第1实施方式的结构图。
图2是以往的自动波长色散补偿器的结构图。
图3是表示作为本发明的原理的接收波形和非同步振幅频度分布的关系的图。
图4是表示本发明的波长色散量和n次动差的关系的图。
图5是本发明的控制电路110的结构示意图。
图6是本发明的控制电路110的动作算法的示意图。
图7是表示本发明的第2实施方式的结构图。
图8是表示本发明的第3实施方式的结构图。
图9是表示本发明的第4实施方式的结构图。
图10是表示本发明的第5实施方式的结构图。
图11是表示相对RZ调制光信号的波长色散量和n次动差的关系的图。
图12是表示本发明的波形劣化检测部的频带削减效果的图。
图13是表示本发明的第6实施方式的结构图。
图14是表示本发明的第7实施方式的结构图。
图15是表示本发明的第8实施方式的控制电路110的控制动作的流程图。
具体实施例方式
以下，参照

本发明的实施方式。
图1是表示本发明的第1实施例的结构图，表示适用了本发明的自动波长色散补偿器100的结构示例。
从输入光纤101输入的光数字信息信号，透射可变光波长色散补偿器102，从而接受因波长色散造成的劣化的补偿，作为补偿后的光信号从输出光纤105输出。补偿后的光信号的一部分在光分路器104被分路，在光检测器106被转换为电气信号，然后输入作为取样电路的A/D转换器107。A/D转换器107按照与时钟发生器108产生的信息信号不同步的取样时钟109的定时，取样输入电气信号的振幅。控制电路110根据将数字化后的振幅信息存储规定时间得到的振幅的频度分布，生成对应接收信号的波形劣化的波长色散量的控制信号103，并把其输入可变光波长色散补偿器102，控制可变光波长色散补偿器102的波长色散量以使波形劣化为最小。由此，可以实现自动波长色散补偿功能。另外，作为补偿器102使用了极化色散补偿器时，可以利用几乎相同的结构构成可变极化色散补偿器。
图3表示40Gbit/s的NRZ光信号传输时的接收波形(左)、和不同步地取样接收波形得到的振幅频度分布(右)。图3(a)是把传输路径的波长色散量设定为接收波形劣化最小的-40ps/nm后的情况。可知左侧的接收波形几乎没有码间干扰，并且右侧的振幅频度分布具有在归一化后的传号电平(mark level)(1)和空号电平(0)(space level)上的尖锐的峰。另一方面，图3(b)表示将波长部分差量增大为-200ps/nm，使产生较大的波形劣化的状态。根据左图得知，波形大幅变形，随之右侧的频度分布中尖锐的峰消失，分布变平坦。由此判明接收波形的振幅频度分布信息和波形劣化的程度具有密切关系。在本发明中，使上述的波形振幅的取样与位定时不同步进行，这一点非常重要。这是因为通过取得不仅在波形中心、还有在相当于位边界的肩头部分上的波形劣化信息，从而可以高灵敏度地检测波形的变化。
在控制电路102中，需要从频度分布中取出表示波形变化量的指标。在本发明中，作为这种指标使用振幅频度分布的N次统计动差(moment)。图4是在40Gbit/sNRZ光信号传输中，与接收波形不同步地取样的频度分布的n次统计动差和波长色散的关系的示意图，表示本发明的效果。在本例中，以随机定时取样光波形约10000次，根据其振幅的频度分布，首先算出作为1次动差的振幅平均值μ、作为2次动差的标准偏差σ。然后，使用这些值并利用下述算式算出归一化后的n次动差mn(Xk表示各个振幅取样的值，K表示取样数)。
mn=1K·Σk=1...K(Xk-μσ)n]]>图中的m1～m8的曲线是分别绘制了波形的1次～8次动差得到的。另外，图中的微小凹凸是因取样定时为随机数而产生的分布偏倚，通过增多取样数可以变平滑。并且，图中用黑色菱形标志的虚线是用dB算出接收波形的眼开口劣化得到的，该值越小，波形劣化就越小。即，在横轴的波长色散量约为-40ps/nm的点，波形劣化最小，随着越远离该点，波形劣化越大。另一方面，从图中得知虽然1次动差是固定值，但2次以上的动差相对波长色散，其值的变化较大，所以能够用于波形劣化最小控制。
例如，3次以上的奇数动差为在波长色散为零时显示最小值，次数N越大越急剧变化的曲线。因此，通过控制使3次以上的奇数动差为最小，可以进行向波长色散为零的点的控制。可以进行这种控制的理由是奇数次的动差与接收波形的振幅值分布的上下对称性对应。例如，3次统计动差被称为失真度，使该值最小相当于使振幅分布尽可能上下对称。一般接收波形上下最对称的是波长色散和PMD为零的点，波长色散为零的点成为控制点。
另一方面，也可以将2次动差用于控制，在图4所示情况下，通过控制使该值为固定值即1.0，可以进行波形几乎为最佳点的反馈控制。波形劣化的可检测范围是2次动差在右侧下降的区域，其范围约为180ps/nm。
并且，4次以上的偶数动差在波形达到最大的-40ps/nm附近取得极小值，并在其两侧的较宽的范围形成向下凸的曲线。4次动差被称为峰度，是表示统计分布的峰的程度的统计量。使该值为最小意味着振幅分布分为0和1这两个极端，即对应于波形劣化最小。例如，4次的曲线(图中的m4)在大约600ps/nm的范围内向下凸，可以在以往的时钟提取法(100ps/nm)的大约6倍的极广范围内，把波形劣化控制为最小。
这种统计动差是表示统计分布的状态的普遍性的归一化参数，不会因信号水平的变化、随时间而劣化的接收器内的增益和损耗的变化、识别定时的偏移、光信号有无杂音等而受到影响，另外，即使对于已劣化到波形的眼开点消失、也不能进行时钟提取程度的波形，也具有能够容易计算的优点。结果，与其他方式相比，具有波形劣化量的检测范围极广的特征。特别是在使用偶数次的动差的情况下，由于波长色散非零、波形劣化最小的点成为控制点，所以具有对波长色散和极化色散、频带劣化以外的劣化要素也能够进行补偿的优点。例如，虽然在产生光纤的非线型效果即相位自调效果时获得最佳接收波形的波长色散量成为不同的值，但在使用本发明的偶数次动差的控制中，由于包括非线型效果的影响在内也进行最佳控制，所以能够防止劣化。并且，由于信号杂音的影响是信号的0、1电平扩大所产生的，所以对上述动差的影响较小，如果增加取样次数即可平均化，因此对本发明的动作没有本质影响。
这些统计动差可以利用配置在控制电路110内部的运算单元(CPU)的运算处理简单地算出。图5表示控制电路110的结构示例，并且，图6表示其动作算法的一例。
取样电路(A/D转换器)107的输出即振幅样本值Xi被从样本数据的输入端子124输入到控制电路100。运算单元125储存该数据直到达到规定个数K为止，然后算出各个样本数据Xi的n次动差。运算单元110为了控制可变光波长色散补偿器102以使n次动差的任一个为最大或最小或固定值，还对D/A转换器126-1、126-2设定值，从控制信号的输出端子127输出控制信号。根据需要，还可以直接向运算单元等输入表示取样时钟等的取样定时的信号，用作取样数的计数和运算的定时信号。
在本示例中，使用两个D/A转换器126-1、126-2输出两组控制信号，但这依赖于成为控制对象的补偿器的控制信号数和使用的补偿器的数量。例如，在横向滤光器和极化色散补偿器中一般具有多个控制端子，并且，在同时补偿极化色散、波长色散、频带劣化的情况、及纵向连接补偿范围不同的两个补偿器的情况下等，需要多个控制信号。如果是单纯的可变色散补偿器的控制情况下等，控制信号也可以是一个。
在控制电路110中使用的最大、最小控制的算法，一般只要是用于最大、最小控制的方法就没有特别限制。例如，可以使用控制工学的教科书中常见的登山法、最大倾斜法、控制信号的抖动等一个变数或多个变数控制方法。例如，使多个控制信号分别以每个固定量逐渐变化，并测定n次动差的变化量，在其倾斜于正或负上为最大的方向上使多个控制信号的组(矢量)变化，由此可以实现n次动差的最大或最小控制。
另外，作为类似于本发明的波形非同步频度分布的应用示例，例如有“Quality Monitoring of Optical Signals Influenced by ChromaticDispersion in a Transmission Fiber using Averaged Q-FactorEvaluation”(IEEE Photonics Technology Letters，Vol.13，No.4，Apr.2001)等。该文献说明即使在波长色散的影响下也能够检测表示信号质量的Q值(SN比)，并与本发明的目的即波长波形劣化补偿器的控制不相关。特别是Q值的检测，以求出波形的频度分布中信号强度和杂音强度之比为目的，与本发明的目的即波形失真的检测具有本质上的差异。例如，在上述文献中，根据频度分布的两个峰判定信号的0、1电平，对中间电平的信号进行阈值处理并丢掉，并且算出信号强度和杂音成分之比(0、1电平的扩大)。对此，在本发明中，由于是机械地计算统计动差，所以不需要0、1电平的判定和阈值处理，另外，即使在这些峰的波形失真已经达到不能判定的状态下也能够适用。并且，杂音自身对在本发明中算出的统计动差几乎没有影响，并且，在本发明中还积极使用0和1的中间电平的信号作为表示波形劣化程度的尺度，所以两者大不相同。
图7是本发明的第2实施方式，表示适用了本发明的光传输装置的结构。从光发送器130输出的光信号在光纤传输路径131-1传输后，在利用光纤放大器等光放大器构成的光中继器132中以光的状态被放大，再在光纤传输路径131-2传输，并在光前置放大器133被放大，然后输入本发明的自动波长色散补偿器(或极化色散补偿器)100。对波形劣化进行补偿后的光信号被输入光接收器134，并转换为电气信息信号。在本配置中，在本发明的自动波长色散补偿器100和光接收器134之间没有电气信号的交换，所以两者完全可以构成独立的装置。因此，通过使自动波长色散补偿器100形成为对应多位率的通用品，具有削减保养、保有的产品数量、形成与光接收器134分体的独立产品的优点。并且，不限于配置在光接收器134的紧前面，通过把自动波长色散补偿器100配置于光纤传输路径的任意位置、例如光中继器132的紧后面等，还具有补偿传输中途的波形失真、扩大传输距离的优点。
另外，本实施例的光中继器和光前置放大器等光放大器，根据需要可以在任意部位插入使用了铒等稀土类的光纤放大器、喇曼光放大器、半导体光放大器等。
图8是本发明的第3实施方式，表示把本发明适用于波长多路复用传输装置的示例、及把本发明装入光接收器内的示例。从光发送器130-1、130-2、130-3输出的互不相同的波长λ1、λ2、λ3的光信号，在光波长合波器137进行波合成，在一个光纤传输路径131中传输，并在光前置放大器133放大后，在光波长分波器138再次被分离成波长λ1、λ2、λ3。各个波长的光信号被分别输入装有本发明的自动波长色散补偿器(或极化色散补偿器)的自动波长色散补偿光接收器135-1、135-2、135-3。在本结构中，通过与数字信息接收用光接收器的光检测部共用光检测器106，可以削减高频部件数量，实现低成本化。即，从光检测器106输出的电气信号被分成两个，其中一方输入时钟数据再生电路136，并再生数字信息信号。另一方与前述实施方式相同被输入A/D转换器107，被用于振幅值的取样。
图9是本发明的第4实施方式，利用可变识别电路140替换前述实施例的A/D转换器107，从而提高取样电路的实现性。在现有技术中，取样速度超过数GHz的A/D转换器由于成本因素等，实现起来比较困难，另一方面，识别电路的动作时钟速度超过50GHz，比较容易实现。在本结构中，从光检测器106输出的电气信号波形输入可变识别电路140，以时钟发生器108产生的非同步取样时钟109所示的定时，转换为振幅为0或1的数字信号，然后通过积分电路142输入控制电路110。
控制电路110输出识别电平参照信号141，相比信息信号的位率和非同步时钟108，使可变识别电路140的识别电平缓慢变化。例如，在识别电平参照信号141获取振幅值Vr时，从识别电路140输出的数字数据中振幅1出现的概率与输入信号的振幅值超过Vr的概率相等。因此，如果边从波形的振幅范围下限到上限缓慢地扫描Vr，边确认识别电路140的输出信号为1的概率，则可获取输入信号振幅的累计频度分布。如果把积分电路142的积分时间常数设定为比所述取样速度充分慢或比所述扫描速度快，则从积分电路142输出的信号电压与所述识别电路140的输出信号为1的概率相对应。振幅频度分布可以通过对该累计频度分布进行微分处理算出，所以本结构具有与把前述A/D转换器作为取样电路的结构相同的效果。
另外，积分电路142只要是输出与可变识别电路140输出的数据中振幅为0或1的概率对应的输出的电路，其安装方式可以不同。例如，利用高速计数器计数振幅为1的次数并输出等方式也能够实现。并且，根据需要，也可以在控制电路的内部实施该积分作用。
图10是本发明的第5实施方式，是利用可变电气信号波形劣化补偿电路进行接收波形的劣化补偿的示例。作为可变电气信号波形劣化补偿电路，在本示例中使用横向滤波器和识别反馈型等化器。3抽头式横向滤波部包括在光检测器106的输出部之后纵向连接的3个1位延迟电路144-1～144-3；将各个位延迟电路的输出信号的一部分分路，并乘上权重计数a0～a2的3个加权电路145；加上这3个加权电路的输出信号的2个加法电路146。并且，1抽头式识别反馈型等化部包括使通过时钟、数据再生电路136识别再生的数据延迟并反馈的1位延迟电路144-4；权重b0的加权电路145；一个加法电路146。
从光检测器106得到的电气信号，使最初的横向滤波部作为线型滤波器动作，接受波形等化。同时，识别后的数字信号的一部分从时钟、数据再生电路之后被反馈并被加算，从而接受非线型等化。这些波形等化特性和频率特性，通过控制电路110改变加权电路145的权重来控制，以使通过由可变识别电路140、时钟发生器108、积分电路142和控制电路110构成的、本发明的非同步波形劣化检测部检测出的波形变化量为最小。该控制算法与前述的最大值、最小值控制大致相同。这样，本发明在控制电气领域的补偿电路时也有效，该情况下，可以补偿波长色散、极化色散、频带劣化、甚至发送波形原本具有的码间干扰等许多波形劣化因素。
图11是表示在本发明中对光信号进行RZ调制时的波长色散量和n次动差的关系图。波形劣化的检测特性在NRZ的情况下大不相同，n次动差的曲线周期性地大幅起伏。因此，虽然检测范围相比NRZ时变小，但是，例如通过进行控制使2次动差(粗线)为最大，可以达到时钟提取方式的1.6倍的控制范围，即约130ps/nm。
图4和图11所示的波形劣化的检测范围，在前述实施例中，通过使从光检测器106到取样电路(A/D转换器107或可变识别器140)的路径的频率频带宽度充分小，可以得到大幅改善。例如，图12(a)(b)分别表示在接收NRZ、RZ光信号的情况下，将上述频带削减为信号位率的1/4的示例。
为了没有失真地接收数字信号，根据乃奎斯特定律，认为至少需要位率的1/2的频带，但在本发明中，通过有意将波形劣化检测部的频带设定得低于该值，由此可以降低信号的高频成分，使波形平缓。结果，如从两个附图看到的那样，相对波长色散变化的动差变化极其平滑，作为单峰性的检测范围大幅扩大，此外，以往不能使用的动差成分也可以用于控制中。其理由是通过削减频带，相对波长色散引发波形的急剧变化的高频成分消失。同时，具有减少杂音成分的效果。例如，如果是NRZ信号，4次动差的最小控制时的波形劣化的检测范围在900ps/nm以上，与以往的方式相比约扩大9倍，是非常有效的方法。如果是RZ信号，由于在限制检测频带时，波形成为NRZ那样的状态，所以检测特性大幅变化，有效性更高。例如，如果是2次动差的最大控制，其幅度约为550ps/nm，扩大为以往的7倍。并且，也可以适用于4次以上的偶数动差和奇数动差的最小控制。
图13是本发明的第6实施方式，是波长多路复用信号的补偿示例。在本示例中，波长色散补偿器102插入光波长分波器138的紧前面，一并补偿分离前的多个光信号的劣化。这种补偿可以使用光谱干涉仪和光横向滤波器等相对波长具有周期性的波长色散补偿器、波长范围充分大的补偿器。并且，把本发明的信号波形劣化补偿器150配置在对应波长λ1的光信号的光接收器134-1的紧前面，利用从控制电路110获得的控制信号103控制波长色散补偿器102。该情况下，波长色散补偿器102动作以使波长λ1的接收波形达到最佳，但对于波长λ2、λ3，也能同时获得波长色散得到补偿的良好的接收波形。
并且，在本实施方式中，在光检测器106和A/D转换器107之间配置频带幅度约为位率的1/4的低通滤波器151，通过削减波形劣化检测部的频带，如前述的图12所示实现检测特性的改善。这种频带削减未必一定需要低通滤波器等部件，对光检测器106和A/D转换器107有意识地采用频带幅度狭小的便宜部件，也能够降低成本。并且，这些部件的频带幅度削减以也接收波形充分平滑为目的，所以不需要高精度控制。因此，即使接收信号的位率存在某种程度的变化，也可以没有问题地动作，同时能够对应多位率。
图14是本发明的第7实施方式，是构成对应多位率的极化色散补偿器的示例。在本示例中，在极化控制器152的紧后配置极化保持纤维等极化色散元件153，从而构成极化色散补偿器。极化控制器通常具有2～4个控制输入端子，在本示例中，从控制电路110生成4个控制信号103，同时进行控制。根据需要，也可以对极化色散补偿电路追加、扩大补偿功能，以补偿高次的极化色散等，还可以设置波长色散补偿电路，同时进行控制。并且，也可以为下述结构使极化色散元件153的极化色散量为可变的、并进一步多段连接本补偿电路，该情况下，所有可变要素只要能够利用来自控制电路110的控制信号103控制即可。
并且，为了使本发明能够对应多位率，针对多个位率信号，需要使取样定时经常与信息信号的位率定时不同步。例如，时钟发生器108输出的取样时钟109正好为位率的整数倍或整数分之一时，由于经常只对位的相同时刻的振幅取样，所以存在不能获得正确的振幅频度分布的问题。因此，在本实施方式中，利用低频发送器154生成频率Δf的低频信号，并使时钟频率以该频率周期性地只错开df，从而使与任何位率的信号都不同步。
另外，上述的可变非同步取样不限于极化色散补偿，也可以没有问题地适用于波长色散补偿等其他补偿。并且，关于非同步的方法，有使取样定时随机化、或者使其与取样输入光数字信号的可取位率范围互为素数的方法。例如，后者的情况下，在信号位率的范围在9.95328Gbit/s～12.5Gbit/s时，取样频率可以从不会成为这些值的整数倍或整数分之一的范围(例如6.25GHz～9.9GHz)中选择，从而设定为7GHz等。此外，特别是在不符合这些条件时，通过检测接收位率和频率范围，把取样频率切换为多个值，也能够保证非同步性。
图15是本发明的第8实施方式，利用流程图表示控制电路110的控制算法。在本示例中，若控制电路110通过接通电源等开始控制动作，则经过牵引控制的实施状态(Pull-in Process)，在牵引结束后转换为精密控制状态(accurate control)。特别是在电源接通后等光信号从无变为有的情况下，波形有可能大幅劣化，所以优选控制电路110首先使用牵引检测范围较大的、尽可能低次的动差(NRZ波形的情况下例如为4次动差m4)，进行牵引控制。然后，或者在判断为到达最小值时(图15的“是最小值吗？”)、或者波形劣化到固定量以下时、或者控制电路110输出的控制信号处于恒定状态时、或者判断为经过规定时间后等牵引状态结束时，控制电路110切换为使用波形劣化检测灵敏度更高的动差(例如8次动差m8)的精密控制算法(accurate control)，由此可以确保控制的牵引范围和灵敏度双方。切换的算法种类可以是两种以上，并且其中一方的控制算法、特别是牵引范围较小的精密控制算法也可以使用以往的时钟最大控制等。
并且，在本示例中，在精密控制算法(accurate control)的实施状态下，来自外部的复位信号(reset)起动时，再次开始牵引动作。这是为了在错误的控制点上进行了错误牵引时、或有意识地开闭应该接收的信号时等，有意识地进行牵引动作。这种复位信号在误码数超过固定值的情况下，可以与设备的错误信号连动产生。
并且，在以图1为代表的任一实施方式中，控制电路110可以根据A/D转换器107和可变识别电路140的输出信号的强度等，检测有无光信号。或者，根据与光信号进行波长多路复用而发送的监视信号、光接收器或外部输入信号等，通知有无光信号。在图15中光信号消失后的情况下(signal loss)，控制电路110停止控制动作(Idol)。然后，在再次输入光信号时(signal ON)，再次从牵引动作(pull-in)开始动作。这样，可以停止光信号切断时的无用动作，降低消耗电力，使装置故障时或瞬时停止时的波形劣化为最小，把再次输入光信号时的牵引时间控制为最短。另外，在认为光信号切断的时间较短的情况和光信号中断的状态变化较小的情况下(例如，不进行装置的修理和部件更换，再次起动信号的情况下等)，也可以从精密控制状态下再次开始控制动作。
如上所述，在本发明中，通过不同步地取样波形，可以获得能够对应多位率，而且波形劣化的检测范围相比以往的方法大幅扩大的波形劣化补偿器。由于能够对应多位率，所以能够将波形劣化补偿器作成与光接收器分开的独立的其他通用产品，从而能够削减产品数量。并且，波形劣化补偿电路根据需要通过更换劣化补偿器部分，由此可以通用于极化色散补偿和波长色散补偿、频带劣化补偿等多种补偿，并可以降低产品数量和产品成本。并且，通过利用一个波形劣化检测电路控制极化色散补偿和波长色散补偿、频带劣化补偿等多种补偿，可以简化结构，降低成本。
并且，由于使用表示统计分布状态的普遍的归一化参数即统计动差进行控制，所以不会受到信号水平的变化、随时间而劣化的接收器内的增益和损耗的变化、识别定时的偏移、光信号有无杂音等的影响，另外，即使对已经劣化成波形的眼开点消失并且不能进行时钟提取程度的波形，也能够容易算出控制信号。因此，可以实现以往方式的大致6倍的较宽的检测范围。并且，特别是在使用偶数次动差的情况下，波形劣化最小的点成为控制点，对波长色散和极化色散、频带劣化以外的劣化要素，例如对光纤的非线型效果即相位自调效果也能够进行补偿。
并且，在把检测部的频带削减为位率的1/2以下时，可以把NRZ信号的检测范围进一步扩大到上述的1.5倍以上。特别是在已适用于RZ方式的情况下，可以使检测特性与NRZ相同，检测范围也能扩大到NRZ的程度，此外还可以与NRZ信号共用相同劣化检测电路。
最好通过使取样频率与位率可取的所有值互为素数，或者使取样定时随机化，或者把取样频率切换为多个不同的频率，或者使取样频率随时间而变化，可以做到与任何位率的信号都不同步。
并且，通过进行控制算法的切换，可以确保波形劣化的检测灵敏度和检测范围双方，能够在扩大了自动波形劣化补偿器的自动牵引范围的状态下提高自动补偿的精度。
在本说明书中，把所引用的所有出版物、专利和专利申请直接作为参考写入了本说明书。
工业实用性根据本发明，可以获得检测范围宽、利用一个电路即可对应广范围的位率的信号波形劣化补偿器。
权利要求
1.一种信号波形劣化补偿器，其特征在于，包括光检测器，把光数字信息信号转换为电数字信息信号并输出；取样电路，与信息信号的比特定时不同步地取样所述电数字信息信号的振幅，获取振幅频度分布；控制电路，根据所述频度分布生成控制信号。
2.一种信号波形劣化补偿器，其特征在于，具有光检测器，把光数字信息信号转换为电数字信息信号并输出；取样电路，与信息信号的比特定时不同步地取样所述电数字信息信号的振幅，获取振幅频度分布；可变信号波形劣化补偿电路，把所述光数字信息信号或所述电数字信息信号作为输入；控制电路，根据所述频度分布生成控制信号，利用通过所述控制电路生成的控制信号，控制所述可变信号波形劣化补偿电路的补偿量。
3.根据权利要求2所述的信号波形劣化补偿器，其特征在于，所述可变信号波形劣化补偿电路是把所述光数字信息信号作为输入的可变光信号波形劣化补偿电路。
4.根据权利要求2所述的信号波形劣化补偿器，其特征在于，所述可变信号波形劣化补偿电路是把所述电数字信息信号作为输入的可变电气信号波形劣化补偿电路。
5.根据权利要求2所述的信号波形劣化补偿器，其特征在于，所述可变信号波形劣化补偿电路是波长色散补偿电路、极化色散劣化补偿电路或者频带劣化补偿电路。
6.根据权利要求2所述的信号波形劣化补偿器，其特征在于，该可变信号波形劣化补偿电路包括横向滤波器或识别反馈补偿器。
7.根据权利要求1或2所述的信号波形劣化补偿器，其特征在于，所述信息信号的位率取多个不同的值，所述取样电路的取样频率和所述位率可取的所有值互为素数，所述取样电路的取样定时是随机的，所述取样频率可以切换为多个不同的频率，或者所述取样频率随时间变化。
8.根据权利要求1或2所述的信号波形劣化补偿器，其特征在于，从所述光检测器到所述取样电路的路径的频率频带小于等于所述信息信号的位率的1/2。
9.根据权利要求1或2所述的信号波形劣化补偿器，其特征在于，所述控制电路算出所述频度分布的2次或更高次的统计动差，并控制信号波形劣化补偿电路，以使所算出的统计动差为最大、最小或固定值。
10.根据权利要求9所述的信号波形劣化补偿器，其特征在于，所述信息信号是NRZ(Non Return to Zero)形式，所述控制电路算出2次动差，并控制所述信号波形劣化补偿电路，以使该动差值为固定值；或者算出4次或更高次的偶数动差的任一个，并控制所述信号波形劣化补偿电路以使该动差值为最小。
11.根据权利要求9所述的信号波形劣化补偿器，其特征在于，所述信息信号是RZ(Return to Zero)形式，所述控制电路算出2次动差，并控制所述信号波形劣化补偿电路，以使该动差值为最大；或者算出4次或更高次的偶数动差的任一个，并控制所述信号波形劣化补偿电路，以使该动差值为最小。
12.根据权利要求9所述的信号波形劣化补偿器，其特征在于，所述控制电路在电源接通或者从外部输入指示信号后或者光信号从无变为有时，根据相对低次的统计动差，控制所述信号波形劣化补偿电路，然后进行控制算法的切换，以便使用相对高次的统计动差或用其他方式生成的控制信号，控制所述信号波形劣化补偿电路。
全文摘要
可以扩大波形劣化的检测范围，并且可以对应多位率。将已从输入光纤(101)输入并且已劣化的NRZ光信号输入到波长色散补偿器(或极化色散补偿器)(102)进行补偿。另一方面，光检测器(106)接收输出光的一部分，并在取样电路(A/D转换器)(107)中对接收波形强度进行非同步取样。控制电路(103)根据已得到的波形振幅的频度分布计算N次的偶数动差(N为4以上)，并进行控制使该值为最小。
文档编号H04B10/18GK1771678SQ0382653
公开日2006年5月10日 申请日期2003年12月16日 优先权日2003年5月27日
发明者菊池信彦, 早濑茂规 申请人:日立通讯技术株式会社