专利名称：正交频分复用通信系统的同步装置及其方法
技术领域：
本发明涉及正交频分复用通信系统的通信装置及其方法，特别涉及正交频分复用通信系统中实现频率同步的装置及其方法。
背景技术：
近些年来，以正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称“OFDM”)为代表的多载波传输技术受到了人们的广泛关注。多载波传输把数据流分解为若干个独立的子数据流，每个子数据流将具有低得多的比特速率。用这样低比特率形成的低速率符号去调制相应的子载波，就构成了多个低速率符号并行发送的传输系统。
OFDM作为一种多载波数字调制技术，将数据经编码后在频域传输。不像常规的单载波技术，如调幅/调频(Amplitude Modulation/FrequencyModulation，简称“AM/FM”)，在某一时刻只用单一频率发送单一信号，OFDM在经过特别计算的正交频率上同时发送多路信号。
OFDM又作为一种复用技术，将多路信号复用在不同正交子载波上。传统的频分复用(Frequency Division Multiplexing，简称“FDM”)技术将带宽分成几个子信道，中间用保护频带来降低干扰，它们同时发送数据。OFDM系统比传统的FDM系统要求的带宽要少得多。由于使用无干扰正交载波技术，子载波间无需保护频带。这样使得可用频谱的使用效率更高。另外，OFDM技术可动态分配在子信道上的数据。为获得最大的数据吞吐量，多载波调制器可以智能地分配更多的数据到信噪比高的子信道上。
OFDM将经过编码的待传输数据作为频域信息，将其调制为时域信号，并在信道上传输，而在接收端则进行逆过程解调。OFDM系统的调制和解调可以分别由逆离散傅立叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，简称“IDFT”)和离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，简称“DFT”)来代替。通过N点IDFT运算，把频域数据符号变换为时域数据符号，经过载波调制之后，发送到信道中。在接收端，将接收信号进行相干解调，然后将基带信号进行N点DFT运算，即可获得发送的数据符号。在实际应用中，IDFT/DFT采用逆快速傅立叶变换(Inverse Fast Fourier Transform，简称“IFFT”)和快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，简称“FFT”)来实现。FFT技术的采用使得OFDM系统的复杂度大大降低，再加上高性能信息处理器件比如可编程逻辑器件(Programmable Logic Device，简称“PLD”)、数字信号处理器(Digital Signal Processor，简称“DSP”)、微处理器(MicroProcessor，简称“μP”)等的发展和应用，使得OFDM系统的实现更加容易，成为应用最广的一种多载波传输方案。
OFDM技术可以有效地对抗多径传播所造成的符号间干扰(Inter SymbolInterference，简称“ISI”)，其实现复杂度比采用均衡器的单载波系统小很多。另外，OFDM系统可以根据每个子载波的信噪比来优化分配每个子载波上传送的信息比特，从而大大提高系统传输信息的容量。与传统的单载波传输系统相比，OFDM的主要缺点在于OFDM对于载波频率偏移的敏感程度比单载波系统要高。由于定时误差引起的载波相位偏移，及多普勒频移或频率同步误差引起的正交性破坏、载波间干扰，是OFDM急需解决的问题。因此OFDM同步技术就成了关键技术。OFDM通信系统的同步分为时间同步和频率同步。
OFDM系统的时域信号分段进行调制，并在每段信号的前面加上循环前缀(Cyclic Prefix，简称“CP”)，CP是指将一段时域信号的最后一小段复制到前面，使得多径时延在小于循环前缀的长度的前提下避免ISI的产生，但是时间偏移会造成解调以后的OFDM频域信号产生相位偏移，所以系统仍需要进行时间同步。时间同步可以分为帧定时和符号定时。
对于OFDM系统来说，频率偏差会造成频域响应的平移，而OFDM信号在频域是离散化的，因此频偏分为整数频偏和分数频偏。子载波间隔整数倍的频偏称为整数频偏，小于子载波间隔的频偏称为分数频偏，整数频偏加上分数频偏等于总的频偏。整数频偏和分数频偏分别需要整数频率同步和分数频率同步来纠正。
图1示出了OFDM通信系统的各组成部分。其中，在发送端首先将数据进行编码，然后进行数字调制，这里的数字调制为普通的调制，比如正交幅度调制(Quarduture Amplitude Modulation，简称“QAM”)，此后将数据流分段进行串并转换，对每段数据做IFFT得到时域信息，接着进行并串转换，同时加上CP，然后通过发送模块发送到通信信道；在接收端则相反，首先通过接收模块接收信号，接着是去CP、串并转换、FFT、并串转换、数字解调、解码。
目前，OFDM主要应用于数字视频广播系统(Digital Audio Broadcasting，简称“DAB”)、陆地数字视频广播(Terrain Digital Video Broadcasting，简称“DVB-T”)、多信道多点分布服务(Multi-channel Multi-point DistributionService，简称“MMDS”)、无线局域网(Wireless Local Area Network，简称“WLAN”)服务、下一代陆地移动通信系统以及高比特率数字用户线中。在2003年发布的国际电气电子工程师协会(Institute of Electrical andElectronics Engineers，简称“IEEE”)的802.11a标准中采用了OFDM作为调制方式。
IEEE 802.16协议是为了实现宽带无线接入(Broadband Wireless Access，简称“BWA”)的无线城域网标准。IEEE 802.16a协议是针对IEEE 802.16在2-11GHz频段上对媒体接入控制(Media Access Control，简称“MAC”)层的修改和对物理层的补充，制定在2-11GHz之间留给公众网接入的许可频段上的高数据率BWA系统的空中接口物理层和MAC层的规范。规范的应用范围主要面向住宅、小办公室/家庭办公室(Small Office Home Office，简称“SOHO”)、远程工作者以及中小型企业(Small to Medium Enterprises，简称“SME”)市场。
正交频分多址接入(Orthogonal Frequency Multiple Access，简称“OFDMA”)是在802.16a中提出的3种主要的物理层之一，它本质上仍然属于OFDM系统，只是其多址方式是不同用户分配不同的子载波，所以被称为OFDMA。802.16a中OFDMA物理层采用的FFT点数多达2048点，因此对于相同带宽，其子载波之间的频率间隔更小，因此对于频率偏差的忍受能力也较小。在协议中规定，残留频偏必须小于子载波间隔的2％。此外，OFDMA物理层下行链路没有前导码(Preamble)和训练序列，因此频率同步能够依据的信息只有CP、导频(Pilot)和虚拟载波(Null Carrier)信息。其中，虚拟载波是OFDM系统为了降低对邻近频段的干扰而引入的，虚拟载波处于频带的两端，不发送任何数据，作为不同频段之间的保护间隔。
目前各种OFDM同步技术中，一般都是利用前导码来实现的，这在没有前导码的OFDM系统比如OFDMA中应用起来比较困难，如果加入额外的前导码的话，会降低系统的数据传输效率；有的同步技术仅仅使用虚拟载波来进行频率同步，由于虚拟载波经过信道以后很难做到精确定位，会引入较大的同步误差；有的同步技术对插入的导频直接作移动相关来进行频率同步，这使得频率同步对于时间同步误差很敏感，而OFDM系统本身的特点决定了其时间同步误差可以比较大，另外，导频的移动相关计算复杂度高，实现困难。
在实际应用中，上述方案存在以下问题OFDM同步子系统计算量大、处理时延大、实现难度高，并且系统数据传输效率低、同步误差大、同步性能不稳定，导致整个OFDM通信系统性能下降。
造成这种情况的主要原因在于，现有技术中仅仅采用前导码、虚拟载波或者导频相关等常用手段进行OFDM系统的时间同步和频率同步。
发明内容
有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种正交频分复用通信系统的同步装置及其方法，使得系统在低复杂度和高数据传输效率的前提下精确实现时间同步和频率同步。
为实现上述目的，本发明提供了一种正交频分复用通信系统的同步装置，包含，时间同步模块，用于对待同步的输入信号进行时间同步；分数频率同步模块，用于对来自所述时间同步模块的信号进行分数频率同步；离散傅立叶变换模块，用于对来自所述分数频率同步模块的信号进行离散傅立叶变换解调；整数频率同步模块，用于对来自所述离散傅立叶变换模块的信号进行整数频率同步，输出同步结果。
其中，所述整数频率同步模块还用于根据所述同步结果估计并反馈时间同步误差给所述时间同步模块；所述时间同步模块根据所述时间同步误差对时间同步参数进行修正。
本发明还提供了一种正交频分复用通信系统的同步方法，包含以下步骤A将待同步的输入信号进行时间同步；B将经过所述时间同步之后的信号进行分数频率同步；C将经过所述分数频率同步的信号进行离散傅立叶变换解调；D将经过所述解调的信号进行整数频率同步。
其中，所述分数频率同步是利用循环前缀和与其重复的尾段信号的相位差实现的。
所述步骤D还进一步包含以下子步骤D1对通过所述离散傅立叶变换得到的频域数据进行平滑，根据平滑结果中虚拟载波中心的最小值确定对导频进行移动相关的起点；D2从所述移动相关的起点开始进行移动相关，并通过峰值检测确定整数频偏，完成整数频率同步。
在所述步骤D2中，所述移动相关是对等间隔的导频共轭相乘的结果进行的。
所述等间隔的导频可以是相邻的导频。
还包含以下步骤E根据所述整数频率同步后的结果估计时间同步误差，并使用该时间同步误差修正时间同步的参数。
通过比较可以发现，本发明的技术方案与现有技术的区别在于，先采用循环前缀的重复特性进行分数频率同步；然后根据虚拟载波幅度最小的特性采用平滑的方法进行整数频率粗同步；接着在粗同步确定的范围内采用对等间隔的导频共轭相乘的结果移动相关方法进行整数频率细同步，最终完成整数频率同步；并根据同步结果估计时间同步误差，用于反馈给时间同步模块进行修正。
这种技术方案上的区别，带来了较为明显的有益效果，即通过整数频率粗同步和细同步的结合，实现高精确度的频率同步，并大大降低了同步计算量、实现复杂度和处理时延；通过时间同步误差的估计和修正，方便地实现了高精确度的时间同步；从而提升了OFDM通信系统的数据传输效率，降低了实现复杂度，提高了系统性能。
图1是OFDM通信系统结构示意图；图2是根据本发明的一个实施例的OFDM通信系统的同步装置示意图；图3是根据本发明的一个实施例的OFDM时域信号和频域信号结构示意图；图4是根据本发明的一个实施例的OFDM通信系统的整数频率同步方法流程图。
具体实施例方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。
本发明首先对OFDM信号进行时间同步，然后利用CP的重复特性进行分数频率同步，接着分粗同步和细同步两个步骤进行整数频率同步，最后根据整数频率同步结果反馈时间同步误差，使得时间同步更加精确。其中整数频率同步过程中，首先采用粗同步大致确定频偏大小和细同步的起始位置，然后利用细同步精确跟踪，这样不但可以减少实现复杂度，而且达到高精度的频率同步效果。在细同步步骤中，本发明采用了共轭后再移动相关的技术，不但避免了时间同步误差的影响，而且精确获得了时间同步误差，用于反馈修正时间同步。
下面参照图2详细阐述本发明的一个实施例的OFDM通信系统的同步装置。
在本发明的一个较佳实施例中，OFDM通信系统的同步装置包含时间同步模块201，用于实现时间同步，并根据反馈修正值进行同步误差修正；分数频率同步模块202，用于实现分数频率同步；整数频率同步模块203，用于实现整数频率同步，并根据同步结果估计时间同步误差。其中，时间同步模块201接收待同步信号的输入，将完成时间同步的信号输出给分数频率同步模块202，同时还接收整数频率同步模块203反馈的时间同步误差204；分数频率同步模块202输出经国分数频率同步的信号给FFT模块205；整数频率同步模块203接收来自FFT模块205的经过FFT的信号，并反馈估计所得的时间同步误差204给时间同步模块201，其输出即为同步结果信号。
在如图2所示的OFDM同步装置中，首先输入信号进入时间同步模块201中进行时间同步，得到大致的时间同步结果，只要满足时间同步误差不大于CP的长度，即解调窗口没有覆盖到相邻的符号，就不会产生ISI。初步时间同步完成后，输入到分数频率同步模块202进行分数频率同步。在本发明的一个较佳实施例中，分数频率同步是通过CP的循环特性实现的，即根据CP和在尾段与其重复的信号之间的相位差确定分数频偏，并进行分数频率同步。分数频率同步结果再经过FFT解调，将时域信号转换到频域，得到原调制信号。这时的频域信号还会存在整数倍的频点偏移，需要进行整数频率同步。此后，在整数频率同步模块203中，采用对等间隔导频共轭相乘的结果进行移动相关的方法，确定整数频偏的大小，同时根据相关操作的结果估计时间同步误差205，并反馈给时间同步模块进行修正。
下面参照图3详细说明在本发明的一个实施例中OFDM系统的时域信号和频域信号结构。在图3(a)中，所示OFDM时域信号包含原符号和CP两部分。原符号即通过IFFT直接得到的时域信号，在加CP过程中，将原符号的尾段复制301一段长度与CP相等的数据到符号的前面即为CP。这样使得该符号在信道中传输时，只要多径时延不超过CP的传输长度，即FFT窗口落在符号范围之内，就仍能采样到符号的完整信息，只是会带来相位的偏移量。
在图3(b)中，所示OFDM频域信号为一些离散子载波频点，称为bin。为了保证信号在频带两端有一定衰减的保护带，系统在频域信号的两端设置一定宽度的值为零的虚拟载波。另外，系统等间隔地插入一个导频信号，相邻导频间距为D。在本发明的一个实施例中，导频的值由已知的伪随机数发生器产生。由于导频的确定性，使其可以用于移动相关进行整数频率同步。而导频之间的bin为数据载波频点，用于传输数据。在802.16a OFDMA系统中，FFT点数为2048点，导频间隔12点，共有148个导频频点，345个虚拟载波频点。
在OFDM系统中，仅使用CP相关一般无法做到准确的时间同步，这样就不可避免地会产生时间同步误差。另外仿真结果表明，时间同步位置提前带来的影响远小于时间同步位置滞后带来的影响，这也是因为CP处于每段信号的前面引起的。为了使得OFDM的解调窗口不覆盖到相邻符号，在本发明的一个实施例中，时间同步时加入一个时间提前量，从而确保FFT解调时采样到的是同一个符号或者同一段时域信号之内。
在本发明的一个实施例中，分数频率同步是根据时域信号中CP与每个符号的尾段数据的重复特性实现的，系统通过提取CP与尾段重复信号之间的相位差，确定分数频偏，并进行分数频率同步。
在完成分数频率同步之后的频域信号中，整数频率偏移即OFDM bin的偏移点数。在时间同步误差存在的情况下，利用导频的相关性，系统可以精确定位整数频偏，并且还能估计时间同步误差的值。下面详细推导这一方法。假设时域信号中发送信号为s(k)，接收信号为r(k)，时间同步误差为L，则有r(k)＝s(k-L)。根据离散傅立叶变换原理，发送信号和接收信号对应的频域信号分别为S(n)=Σn=0N-1s(k)e-j2πNkn,]]>R(n)=Σn=0N-1r(k)e-j2πNkn=Σn=0N-1s(k-L)e-j2πNkn=Σn=0N-1s(k′)e-j2πN(k′+L)n=S(n)e-j2πNLn]]>
可以看出时间同步误差L带来的影响因子 是随着n的变化而相位线性变化的复数旋转因子，因此直接使用导频进行同步时得到峰值不能反映频偏，使得频率同步对时间同步误差敏感。在本发明的一个实施例中，设定导频间隔是均匀的，并将相邻导频进行共轭相乘来得到一组序列，从而使得时间同步误差的影响成为一个固定因子。假设某导频位置为p，其与相邻导频共轭相乘得到乘积为R′(p)=R(p)×R*(p+1)=S(p)S*(p+1)ej2πNLD]]>其中D是相邻导频的间隔，是一个恒定的值，比如在802.16a的OFDMA系统中规定为12。可见， 可以作为一个幅度为1的共同因子提取出来，因而相关乘积R′(p)不再受到旋转因子的影响，从而可以通过峰值检测进行频率同步。在相关操作中，系统将待同步频域信号和移动后信号共轭相乘，并求和得到相关结果。在这个相关结果出现峰值时，确定频率偏移量，实现整数频率同步。在整数频率同步完成后，根据R′(p)和S(p)S*(p+1)的值可以求出一组 的值，再由已知的D和N可以求出L的平均值，提供了一种估计时间同步误差的方法。仿真实验证明，这种方法可以使时间同步误差在1-3个点以内，从而把时间同步对系统性能的影响降低几乎可以忽略的程度，比如在802.16a OFDMA系统中，时间同步误差3个点时，在误比特率(BitError Rate，简称“BER”)为10-4时，性能下降约0.1dB。
熟悉本领域的技术人员可以理解，上述移动相关的整数频率同步的方法中，也可以对不相邻而间隔相同的导频进行共轭相乘，只需修正导频间隔即可实现频率同步和时间同步误差估计，而不影响本发明的实质和范围。
上面所述的整数频率同步方法中需要对频域信号进行移动相关，如果在整个信号范围内进行移动相关，则大量的乘法操作会使得同步装置复杂度剧增。为了降低复杂度，在本发明的一个较佳实施例中，首先利用虚拟载波进行粗同步，然后在小范围内采用移动相关的方法进行细同步。粗同步通过为对频域信号进行平滑实现。考虑到虚拟载波在经过信道噪声影响之后其幅值仍然很低，系统对频域信号进行滑动平均，实验证明在滑动平均得到的结果中可以发现在虚拟载波的中心会出现最小值，根据这个特性可以粗步估计整数频偏值，实现粗同步。将粗同步得到的结果作为细同步中移动相关的起点。实验证明粗同步可以较为准确的获得频偏值，使得细同步的移动相关范围大大缩小，比如对于802.16a OFDMA系统的一个实施例中，在系统规定的最大频偏下，其相关操作次数从原来的80次下降到1-2次。由于滑动平均不需要乘法运算，从而大大降低了实现的复杂度。
熟悉本领域的技术人员可以理解，所述粗同步中的滑动平均方法也可以由其他平滑方法代替，同样可以粗略估计整数频偏值，而不影响本发明的实质和范围。
下面参照图4详细描述根据本发明的一个实施例的OFDM通信系统的整数频率同步方法。
首先如图所示，在步骤401中，系统对频域信号进行平滑操作，并确定对导频进行移动相关的起点。系统通过平滑操作，根据在虚拟载波中心出现的最小值可以粗略估计整数频偏值，并以此作为移动相关的起点，以缩小移动相关的范围。
接着进入步骤402，系统对频域信号进行移动相关，通过峰值检测确定整数频偏。所述移动相关操作如前所述，利用等间隔的导频共轭相乘体现的特性，根据峰值位置得到整数频偏的精确估计值。
接着进入步骤403，根据同步结果估计时间同步误差。根据前述方法，由整数频率同步的结果，比如导频共轭乘积，即可估计时间同步误差值。将该时间同步误差值反馈，对时间同步参数进行修正，即可实现精确的时间同步。
下面给出根据本发明的一个实施例的OFDM通信系统的同步方法流程。
首先，将输入信号进行时间同步，并根据反馈的时间同步误差进行修正；然后，将时间同步以后的信号进行分数频率同步，之后进行FFT解调；最后，将FFT解调之后的信号进行整数频率同步，得到同步信号，并根据同步结果估计时间同步误差，将其反馈给时间同步模块。
虽然通过参照本发明的某些优选实施例，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种各样的改变，而不偏离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围。
权利要求
1.一种正交频分复用通信系统的同步装置，其特征在于，包含，时间同步模块，用于对待同步的输入信号进行时间同步；分数频率同步模块，用于对来自所述时间同步模块的信号进行分数频率同步；离散傅立叶变换模块，用于对来自所述分数频率同步模块的信号进行离散傅立叶变换解调；整数频率同步模块，用于对来自所述离散傅立叶变换模块的信号进行整数频率同步，输出同步结果。
2.根据权利要求1所述的正交频分复用通信系统的同步装置，其特征在于，所述整数频率同步模块还用于根据所述同步结果，估计并反馈时间同步误差给所述时间同步模块；所述时间同步模块根据所述时间同步误差对时间同步参数进行修正。
3.一种正交频分复用通信系统的同步方法，其特征在于，包含以下步骤A将待同步的输入信号进行时间同步；B将经过所述时间同步之后的信号进行分数频率同步；C将经过所述分数频率同步的信号进行离散傅立叶变换解调；D将经过所述解调的信号进行整数频率同步。
4.根据权利要求3所述的正交频分复用通信系统的同步方法，其特征在于，所述分数频率同步是利用循环前缀和与其重复的尾段信号的相位差实现的。
5.根据权利要求3所述的正交频分复用通信系统的同步方法，其特征在于，所述步骤D还进一步包含以下子步骤D1对通过所述离散傅立叶变换得到的频域数据进行平滑，根据平滑结果中虚拟载波中心的最小值确定对导频进行移动相关的起点；D2从所述移动相关的起点开始进行移动相关，并通过峰值检测确定整数频偏，完成整数频率同步。
6.根据权利要求5所述的正交频分复用通信系统的同步方法，其特征在于，在所述步骤D2中，所述移动相关是对等间隔的导频共轭相乘的结果进行的。
7.根据权利要求6所述的正交频分复用通信系统的同步方法，其特征在于，所述等间隔的导频可以是相邻的导频。
8.根据权利要求3至7中任意一条所述的正交频分复用通信系统的同步方法，其特征在于，还包含以下步骤E根据所述整数频率同步后的结果估计时间同步误差，并使用该时间同步误差修正时间同步的参数。
全文摘要
本发明涉及正交频分复用通信系统的通信装置及其方法，公开了一种正交频分复用通信系统的同步装置及其方法，使得系统在低复杂度和高数据传输效率的前提下精确实现时间同步和频率同步。这种正交频分复用通信系统的同步装置包含，时间同步模块，用于对待同步的输入信号进行时间同步；分数频率同步模块，用于对来自时间同步模块的信号进行分数频率同步；离散傅立叶变换模块，用于对来自分数频率同步模块的信号进行离散傅立叶变换解调；整数频率同步模块，用于对来自离散傅立叶变换模块的信号进行整数频率同步，输出同步结果。
文档编号H04J11/00GK1652491SQ20041000514
公开日2005年8月10日 申请日期2004年2月4日 优先权日2004年2月4日
发明者汤剑斌, 蒋朱成 申请人:华为技术有限公司