专利名称：相位误差检测电路及同步时钟抽出电路的制作方法
技术领域：
本发明，涉及一种从光盘或磁盘等记录媒体中抽出它所记录的数据，并在抽出同步的同步时钟的再生信号处理电路中为抽出同步时钟的相位误差检测电路。
背景技术：
将以前的光盘装置中的再生信号处理电路的一例用图12表示。
图12中，1是光盘等的记录媒体，2是光头，3是模拟调谐器，12是数码信号处理电路。上述数码信号处理电路12中，4是A/D转换器，5是数字滤波器，6是解码器，13是同步时钟抽出电路。同步时钟抽出电路13内，7是相位比较器，8及11是循环滤波器，9是电压控制振荡器(VCO)，10是频率比较器。以下叙述上述构成的具体情况及动作概要。
再生刻入光盘等记录媒体1的数据时，首先，用激光照射记录媒体1，由光头2读取其反射光，将反射光的强弱转换成电信号生成模拟再生信号。由该光头2读取的模拟再生信号，由模拟调谐器3进行信号振幅的增益调整或偏置调整，以及等波为目的的高频成份增大和杂音除去处理。由模拟调谐器3等波处理了的模拟再生信号，成为A/D转换器4数字化的数码数据。以下成为数码信号处理。
数码信号处理电路12中，由A/D转换器4数字化了的再生数据，由数字滤波器5实施波形补正处理，再由译码器6译码成为二值数据。还有，由上述A/D转换器4数字化了的再生数据，被输入到同步时钟抽出电路13。
上述同步时钟抽出电路13中，频率比较器10，算出再生数据和VCO9输出时钟的频率误差，循环滤波器11滤波上述频率比较器10输出的频率误差。XCO9，对应上述循环滤波器11整平了的频率误差值，改变该输出的时钟的频率。同样，相位比较器7，算出再生数据和VCO9输出时钟的相位误差，循环滤波器8滤波上述相位比较器7输出的相位误差，VCO9，对应上述循环滤波器8整平了的相位误差，改变该输出时钟的频率数。由该反馈循环，控制从VCO9输出的时钟的频率误差变为零。同步时钟抽出电路13的动作，一般地是按照首先补正频率误差，其次补正相位误差的顺序进行。VCO9输出的时钟，也提供给包含A/D转换器4的数码信号处理电路12，频率控制及相位控制成为稳定状态的话，VCO9输出的时钟成为与再生数据同步的同步时钟。
这样的同步时钟抽出电路中的相位比较器7的以前的构成，例如由特开平8-17145号公报所揭载。以下，相位比较器7的以前的构成的一例用图13表示。
同图中，相位比较器7，是由零交叉检测电路74和相位误差算出电路75构成。零交叉检测电路74，从再生数据检测出零交叉点，输出零交叉检测信号。相位误差算出电路75，以再生信号为输入信号，以零交叉检测信号为启动信号，以零交叉检测信号为计时输出相位误差数据。
接下来，零交叉检测电路74的以前构成的一例由图14表示。同图的零交叉检测电路74，是由平均化电路741、D双稳态多谐振荡器742、排他论理求和电路743构成。平均化电路741，计算连续的两个再生数据的平均值，输出其编码数据。D双稳态多谐振荡器742，将来自平均化电路741的编码数据迟延一个时钟。编码数据排他论理求和电路743，接收平均化电路741输出的平均值的编码数据和由D双稳态多谐振荡器742迟延了的编码数据的两个编码数据，检测编码数据的记号从正到负及从负到正的反转点。排他论理求和电路743的输出成为零交叉检测电路74的零交叉检测信号。
零交叉检测电路74中零交叉点的检测样子一例由图15表示。同图，表示检测再生数据上升时零交叉点的样子。圆记号表示再生数据样品点。相应于时间的推移，表示a(n-1)、a(n)、a(n+1)，这种情况作为相位误差检测的零交叉点为a(n)。交叉记号(×)表示各前后两个平均值。因为编码数据a(n-1)与其下一个编码数据a(n)的平均值的符号为正，编码数据a(n)与其下一个编码数据a(n+1)的平均值的符号为负，所以，位于其中间的编码数据a(n)判定为零交叉点。基于该编码数据a(n)的值和交叉边缘的方向算出相位误差。
(发明所要解决的课题)以前的零交叉检测方式的课题用图16表示。同图，表示对于3T+3T(T为沟道周期)的再生波形的零交叉检测样子。同图(a)表示由图15说明了的用零交叉检测方式正常地进行零交叉检测的样子。由该图可知，再生数据和样品时钟能够同步取得的情况下，正确地检测零交叉点。对此，如同图(b)所示，再生数据与样品时钟的频率误差大的情况下，在某一点发生相位反转误检测零交叉点。
因此，以前的相位误差比较方式中，存在有因为输入线形波段狭小，俘获波段也小的课题。
发明内容
本发明，其目的在于解决上述课题，即便是无法同步取得再生数据和样品时钟的情况下，也能够正确检测零交叉点。
为达到上述目的，本发明中，在无法同步取得再生数据和样品时钟的情况下，不使用零交叉检测方式，以前面工程中检测的相位误差数据为基准值，检测与该基准值交叉的再生数据的交叉时刻。
也就是，本发明的相位误差检测电路，是基于来自记录再生装置再生的且数字化了的再生数据抽出与该再生数据自身同步的同步时钟时使用的相位误差算出电路，以包括与输入上述再生数据的同时接收所规定基准值，检测上述再生数据与上述基准值交叉的交叉时刻的交叉检测部；接收上述再生数据及上述交叉检测部的交叉时刻信号，以上述交叉时刻为准以上述再生数据与零值的差为相位误差数据予以算出的相位误差算出部；接收上述相位误差算出部的相位误差数据，基于该相位误差数据更新上述交叉检测部的上述基准值的交叉基准值生成部为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部由上述相位误差算出部每算出一次相位误差数据，就将该算出最新的相位误差数据作为上述交叉检测部的基准值予以更新为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉检测部具有检测上述再生数据相对于上述基准值上升交叉的上升交叉时刻的上升交叉检测部和，检测上述再生数据相对于上述基准值下降交叉的下降交叉时刻的下降交叉检测部为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述相位误差算出部接收上述上升交叉检测部的上升交叉时刻信号，以上述上升交叉时刻的上述再生数据与上述基准值的差为上升相位误差数据予以算出的同时，接收上述下降交叉检测部的下降交叉时刻信号，以上述下降交叉时刻的上述再生数据与上述基准值的差为下降相位误差数据予以算出为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的上升相位误差数据及下降相位误差数据，以上述上升相位误差数据作为上升基准值输出给上述上升交叉检测部，以上述下降相位误差数据作为下降基准值输出给上述下降交叉检测部为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的上升相位误差数据，以上述上升相位误差数据作为上升基准值输出给上述上升交叉检测部，以反转上述上升相位误差数据的符号后的上升相位误差数据为下降基准值输出给上述下降交叉检测部为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的下降相位误差数据，以反转上述下降相位误差数据的符号后的下降相位误差数据作为上升基准值输出给上述上升交叉检测部，以上述下降相位误差数据作为下降基准值输出给上述下降交叉检测部为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的上升相位误差数据及下降相位误差数据，算出该输入的上升相位误差数据及下降相位误差数据的和的二分之一值，以该和的二分之一值及其符号反转值作为上升基准值及下降基准值输出给上述上升交叉检测部及下降交叉检测部为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部，具有将上述交叉检测部的基准值固定为零值的构成，而上述相位误差检测电路则包括上述交叉基准值生成部中为切换基于相位误差数据的基准值更新和基准值为零值的固定，向上述交叉基准值生成部输出控制信号的控制信号生成部为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述控制信号生成部，接收上述相位误差算出部的相位误差数据，对应于该相位误差数据所示的相位误差，为在上述交叉基准值生成部中切换基于相位误差数据的基准值更新和基准值为零值的固定，生成控制信号为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述控制信号生成部，当上述接收的相位误差数据所示的相位误差为未达到所规定值而接近于稳定状态的情况下生成控制信号，将基准值的生成方式从基于相位误差数据的基准值更新切换成基准值为零值的固定为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述控制信号生成部，为当上述接收的相位误差数据所示的相位误差达到所规定阈值以上时，基于相位误差数据更新基准值，而未达到所规定阈值电时将基准值固定为零值，生成控制信号为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述控制信号生成部，接收来自上述相位误差检测电路外部的所规定信号，对应于该来自于外部的所规定信号，为在上述交叉基准值生成部中切换基于相位误差数据的基准值更新和基准值为零值的固定，生成控制信号为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述控制信号生成部，将在检测到上述再生数据的特殊类型时输出的信号作为上述来自于外部的所规定信号接收时的基准值生成，为在上述交叉基准值生成部中切换基于相位误差数据的基准值更新和基准值为零值的固定，输出控制信号为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述再生数据的特殊类型被检测到时输出的信号，为检测到光盘的同步符号(sync mark)的间隔时生成的同步检测信号为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述控制信号生成部，接收上述再生数据中发生异常时生成的异常检测信号，在上述交叉基准值生成部中将基于相位误差数据的基准值更新复原到所规定值的基准值为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述控制信号生成部，与输入上述相位误差算出部的相位误差数据的同时，接收来自相位误差算出电路外部的所规定信号，对应于上述相位误差数据所示的相位误差及上述来自外部的所规定信号，为在上述交叉基准值生成部中切换基于相位误差数据的基准值更新和基准值为零值的固定，生成控制信号为特征。
本发明的同步时钟抽出电路，以包括述相位误差检测电路、接收由上述相位误差检测电路输出的相位误差数据，对应于该相位误差数据所示的相位误差改变同步时钟频率的电压控制振荡器为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，包括生成为更新上述交叉检测部的基准值所使用的阈值的阈值生成部，上述交叉基准值生成部，接收上述阈值生成部的阈值，基于该阈值和上述相位误差算出部的相位误差数据，更新上述交叉检测部的基准值为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述阈值生成部，在接收上述相位误差算出部的相位误差数据的同时，接收来自外部的所规定阈值数据，上述相位误差数据的绝对值和上述所规定阈值数据的绝对值中，以小的绝对值为阈值为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述阈值生成部，生成上升交叉时刻用阈值和下降交叉时刻用阈值为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉检测部，包括检测上述再生数据相对于上述基准值上升交叉的上升交叉时刻的上升交叉检测部；检测上述再生数据相对于上述基准值下降交叉的下降交叉时刻的下降交叉检测部为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述相位误差算出部，接收上述上升交叉检测部的上升交叉时刻信号，算出上述上升交叉时刻的上述再生数据和上述基准值的差作为上升相位误差数据，同时，接收上述下降交叉检测部的下降交叉时刻信号，算出上述下降交叉时刻的上述再生数据和上述基准值的差作为下降相位误差数据为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的上升相位误差数据和上述阈值生成部的上升交叉时刻用阈值，以上述上升相位误差数据的绝对值和上述上升交叉时刻用阈值的绝对值中小的那一个绝对值作为上升基准值的同时，接收上述相位误差算出部的下降相位误差数据和上述阈值生成部的下降交叉时刻用阈值，以上述下降相位误差数据的绝对值和上述下降交叉时刻用阈值的绝对值中小的那一个绝对值作为下降基准值为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的上升相位误差数据和上述阈值生成部的上升交叉时刻用阈值，以上述上升相位误差数据的绝对值和上述上升交叉时刻用阈值的绝对值中小的那一个绝对值作为上升基准值的同时，以反转上述上升基准值的符号的值作为下降基准值为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的下降相位误差数据和上述阈值生成部的下降交叉时刻用阈值，以上述下降相位误差数据的绝对值和上述下降交叉时刻用阈值的绝对值中小的那一个绝对值作为下降基准值的同时，以反转上述下降基准值的符号的值作为上升基准值为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部，具有算出上述相位误差算出部的上升相位误差数据的绝对值和上述阈值生成部的上升交叉时刻用阈值的绝对值中的小的那一个绝对值，和算出上述相位误差算出部的下降相位误差数据的绝对值和上述阈值生成部的下降交叉时刻用阈值的绝对值中的小的那一个绝对值的双方绝对值的平均值的绝对值平均值算出电路，以上述绝对值平均值算出电路算出的上述两绝对值的平均值为上升基准值及下降基准值为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部，作为上述交叉检测部的基准值，在上述阈值生成部的阈值和上述相位误差算出电路的相位误差数据的基准值以外，零值的基准值，另外，上述交叉基准值生成部，具有选择上述零值的基准值，以上述基于阈值及相位误差数据的基准值中的任何一个的选择电路为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，具有生成将上述交叉基准值生成部的选择电路切换为以零值为基准值一侧的控制信号的控制信号生成部为特点。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述控制信号生成部，接收上述相位误差算出部算出的相位误差数据，当该相位误差数据的值收敛在未满所规定值的范围内时生成上述控制信号，再将该控制信号输出给上述交叉基准值生成部的选择电路为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述控制信号生成部，在上述记录再生装置从光盘读取并再生数据时，当检测到记录在上述光盘的同步记号的间隔时生成上述控制信号，再将该控制信号输出给上述交叉基准值生成部的选择电路为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述阈值生成部，包括递减所规定阈值的递减电路；选择上述所规定阈值和由上述递减电路递减了的阈值中的任何一个的选择电路；以及生成将上述选择电路切换为上述递减电路一侧的切换信号的切换信号生成部为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述切换信号生成部，当上述再生数据的零交叉次数在所规定时间中未达到所规定值时，生成上述切换信号输出给上述选择电路为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述阈值生成部，具有接收来自外部的控制信号，选择为零值的阈值的选择电路为特征。
本发明，以在上述相位误差检测电路中，上述交叉基准值生成部，具有将上述相位误差算出部的相位误差数据值调整为所规定倍数的增益调整电路为特征。
本发明的同步时钟抽出电路，是以包括上述相位误差检测电路；输入从上述相位误差检测电路输出的相位误差数据，对应该相位误差数据所示的相位误差改变同步时钟频率的电压控制振荡器为特征。
由以上所述，本发明中，由前面的过程检测的相位误差数据作为基准值反馈，经过更新，将该基准值与再生信号交叉时刻的再生数据作为下一个交叉检测信号，检测该交叉检测信号的相位误差数据，所以，即便是没有取得再生数据和样品时钟的同步的情况下，能够正确检测相位误差，扩大俘获波段是可能的。
特别是在本发明中，相位误差变小而接近通常状态以后，能够移至以再生信号和零值的交叉时刻作为交叉检测信号生成的零交叉方式，所以能够有效地且安定地进行相位误差的检测。
再有，本发明中，将前面过程检测的相位误差数据作为基准值时，当该基准值比设定的阈值大时，将该基准值限制为设定阈值，使所采用的基准值收敛在适当的范围内，能够加强再生信号的振幅(jitter)，可以更正确地检测相位误差。
图1，是表示本发明的第1实施方式的相位误差检测电路的图。
图2，是表示同相位误差检测电路所具有的上升交叉检测部的内部构成的图。
图3，是表示同相位误差检测电路所具有的相位误差算出部的内部构成的图。
图4，是表示同相位误差检测电路所具有的交叉基准值生成部的内部构成的图。
图5，是表示同实施方式的相位误差检测电路的相位误差检测方式的样子图。
图6，是表示本发明的第2实施方式的相位误差检测电路的相位误差检测方式的样子图。
图7，是表示本发明的第3实施方式的相位误差检测电路的相位误差检测方式的样子图。
图8，是表示本发明的第4实施方式的相位误差检测电路的相位误差检测方式的样子图。
图9，是表示第1实施方式的相位误差检测电路所具有的控制信号生成部的内部构成的图。
图10，是表示本发明的第5实施方式的相位误差检测电路的相位误差检测方式的样子图。
图11，是表示本发明的第6实施方式的相位误差检测电路的相位误差检测方式的样子图。
图12，是表示本发明的第9实施方式的相位误差检测电路的图。
图13，是表示同相位误差检测电路所具有的阈值生成部的内部构成的图。
图14，是表示同相位误差检测电路所具有的交叉基准值生成部的内部构成的图。
图15，是表示同相位误差检测电路的交叉数据检测方式的样子图。
图16，是表示本发明第10实施方式的相位误差检测电路所具有的交叉基准值生成部的内部构成的图。
图17，是表示同相位误差检测电路的交叉数据检测方式的样子图。
图18，是表示本发明第11实施方式的相位误差检测电路所具有的交叉基准值生成部的内部构成的图。
图19，是表示同相位误差检测电路的交叉数据检测方式的样子图。
图20，是表示变形了同相位误差检测电路的情况的交叉数据检测方式的样子图。
图21，是表示本发明第12实施方式的相位误差检测电路所具有的交叉基准值生成部的内部构成的图。
图22，是表示本发明第13实施方式的相位误差检测电路所具有的交叉基准值生成部的内部构成的图。
图23，是表示以前的一般地光盘的再生信号处理电路的图。
图24，是表示具有同以前的再生信号处理电路的相位比较器的内部构成图。
图25，是表示具有同以前的相位比较器的零交叉检测电路的内部构成的图。
图26，是表示同以前的相位比较器的零交叉检测方式的样子的图。
图27(a)，是同以前的相位比较器中，可以同时取得再生数据和样品数据的情况下正常进行零交叉检测的说明图。
图27(b)，是同以前的相位比较器中，再生数据和样品数据的频率误差大的情况下在零交叉点发生误检测的说明图。
具体实施例方式
以下，基于
本发明的实施方式。
(第1实施方式)图1，是表示本发明的第1实施方式的相位误差检测电路的图。同图的相位误差检测电路，是在图12所示的光盘装置(记录再生装置)的再生信号处理电路中，取代包含在数码信号处理电路12的同步时钟抽出电路13中的相位比较器7的电路。因此，具有该相位误差检测电路的同步时钟抽出电路或再生信号处理电路的构成，与图12相同，省略其说明。
图1中，700，是从由记录再生装置再生的且在图23所示的A/D转换器4AD转换(数字化)的再生数据检测相位误差输出的相位误差检测电路，在图12所示的同步时钟抽出电路13中取代相位比较器7内藏的，自相位误差检测电路700输出的相位误差数据，如已经叙述的那样介于循环滤波器8输入电压控制振荡器(VCO)9，该电压控制振荡器9，对应于上述输入的相位误差数据的相位误差，改变输出同步时钟频率。
图1的相位误差检测电路700中，70是进行从数字化了的再生数据进行交叉检测的交叉检测部，内藏了进行再生数据上升时的交叉检测的上升交叉检测部70a和同样进行再生数据下降交叉检测的下降交叉检测部70b。71是相位误差算出部，72是交叉基准值生成部，73是控制信号生成部。还有，PBD是再生数据，PED是相位误差数据，S1是从上述上升交叉检测部70a输出的上升交叉检测信号，S2是从上述下降交叉检测部70b输出的下降交叉检测信号，S3是从上述相位误差算出部71输出的上升相位误差数据，S4同样是从上述相位误差算出部71输出的下降相位误差数据，S5是从上述交叉基准值生成部72输出的上升交叉基准值，S6同样是从上述交叉基准值生成部72输出的下降交叉基准值，S7是从上述控制信号生成部73输出的控制信号，S8是从来自上述相位误差检测电路700外部电路的外部信号。
接下来，将上述交叉检测部70包括的上升交叉检测部70a的内部构成例表示在图2中。同图的上升交叉检测部70a中，70a-1是算出连续两个再生数据的平均值的平均化电路，70a-2是D双稳态多谐振荡器，70a-4是减法器，70a-5是逻辑电路，PBD是再生数据，S1是上升交叉检测信号，S5是上升交叉基准值。上述下降交叉检测部70b的内部构成也与上述上升交叉检测部70a是一样的构成。以下，将上升交叉检测部70a的构成和它的上升交叉检测动作一起说明。
首先，上升交叉检测部70a中，输入数字化了的再生数据PBD和上升交叉基准值S5。平均化电路70a-1，算出连续两个再生数据PBD的平均值。接下来，减法器70a-4中，从由平均化电路70a-1求得的平均值减去上升交叉基准值S5，输出由上升交叉基准值S5为基准得到的编码数据。接下来，逻辑电路70a-5中，由D双稳态多谐振荡器70a-2接收迟延了一个时钟的编码数据和减法器70a-4输出的编码数据，也就是接收时间上连续的两个编码数据，检测这两个编码数据的符号以上升交叉基准值S5为基准从负值变为正值的点(交叉时刻)。该逻辑电路70a-5的输出成为上升交叉检测部70a的上升交叉检测信号S1。同样的做法，下降交叉检测部70b也是，检测输入到逻辑电路70a-5的编码数据从正值变为负值的点，输出下降交叉检测信号S2。
接下来，将图1所示的相位误差算出电路71的内部构成用图3表示。同图的相位误差算出部71中，71a是时刻调整电路，71b是方向判别电路，71c～71f是各自的选择器(selector)，71g～71i是D双稳态多谐振荡器，PBD是再生数据，PED是相位误差数据，S1是上升交叉检测信号，S2是下降交叉检测信号，S3是上升相位误差数据，S4是下降相位误差数据，RST是复原信号。
以下，说明图3所示的相位误差算出部71的详细构成和该相位误差的算出动作。相位误差算出部71中输入再生数据PBD，上升交叉检测信号S1，下降交叉检测信号S2，复原信号RST。时刻调整电路71a，调整输入了的再生数据PBD的时刻，输出。方向判别电路71b，对于上述时刻调整了的再生数据PBD，判定是上升交叉还是下降交叉的方向，将该再生数据PBD值，也就是再生数据和零值的差，通过D双稳态多谐振荡器71h作为相位误差数据PED输出的同时，当方向判别电路71b判别变化方向为上升交叉的情况下，通过两个选择器71c、71d及D双稳态多谐振荡器71g输出上升相位误差数据S3，另一方面，方向判别电路71b判别变化方向为下降交叉的情况下，通过两个选择器71e、71f及D双稳态多谐振荡器71i输出下降相位误差数据S4。
在上述相位误差算出部71中，上升相位误差数据S3用选择器71c，接收上升交叉检测信号S1，当该信号S1的值为“1”的情况下，选择来自上述方向判别电路71b的再生数据PBD，而为“0”的情况下，选择D双稳态多谐振荡器71g的保存数据(前次的再生数据PBD)。还有，上升相位误差数据S3用以外的选择器71d，在复原信号RST值为“0”的通常状态下，选择来自上述选择器71c的数据，为“1”的复原时选择零值，输出。下降相位误差数据S4用的选择器71e、71f的构成也与以上的构成一样。
接下来，将图1所示的交叉基准值生成部72的构成表示在图4中。同图的交叉基准值生成部72中，72a、71b是符号反转电路，72c是由选择器构成的多输入选择电路，72d是作为所规定固定值的零值，为将基准值固定为零值而使用。S3是上升相位误差数据，S4是下降相位误差数据，S5是上升交叉基准值，S6是下降交叉基准值，S7是控制信号。
接下来，说明上述图4的交叉基准值生成部72的详细构成及交叉基准值的生成动作。
首先，交叉基准值生成部72中，输入由相位误差算出部71算出的最新上升相位误差数据S3及下降相位误差数据S4，以及控制信号S7。多输入选择电路72c，将控制信号S7作为选择信号，切换输出上升相位误差数据S3、由符号反转电路72a符号反转上升相位误差数据S3的数据、下降相位误差数据S4、由符号反转电路72a符号反转下降相位误差数据的数据的任何一个，也就是切换输出基于相位误差数据的基准值更新和将基准值固定为固定值72d的零值。多输入选择电路72c的输出，就原样使用上升交叉基准值S5及下降交叉基准值S6。
以下说明由以上说明了的交叉检测部70、相位误差算出部71、交叉基准值生成部72构成一部分的相位误差检测电路700中检测相位误差数据的一连串动作。
交叉检测部70，输入再生数据、下降交叉基准值S5、下降交叉基准值S6，再生数据上升时由上升交叉检测部70a、再生数据下降时由下降交叉检测部70b进行上升/下降交叉检测。相位误差算出部71中，接收再生数据和来自上述交叉检测部70的上升检测信号S1及下降检测信号S2，输出相位误差数据PED、上升相位误差数据S3、下降相位误差数据S4。交叉基准值生成部72中，接收来自上述相位误差算出部71的上升相位误差数据S3和下降相位误差数据S4，将它们作为最新的上升/下降交叉基准值S5、S6输出。该基准值S5、S6作为下一个交叉检测的基准值被更新。
用图5说明上述相位误差检测方式。在同图中，圆记号是再生数据的样品点，其中特别是黑记号是应该检测的相位误差数据点，Lr是上升交叉基准值电平，Lf是下降交叉基准值电平。还有，PE1、PE2、PE3、PE4是各个相位误差数据点。
首先，上升时检测到的相位误差PE1的电平作为上升基准值电平Lr，作为下一个上升基准值使用，检测下一个上升相位误差PE3。还有，下降时检测到的相位误差数据PE2的电平作为下降基准值电平Lf，作为下一个下降基准值使用，检测下一个下降相位误差PE4。
也就是，形成为检测一个程序前算出的上升相位误差数据S3和下降相位误差数据S4的各自下一个再生数据的上升/下降相位误差的交叉点的基准值的反馈循环。通过使用这个构成，扩大相位误差检测电路的俘获波段就成为可能。
(第2实施方式)接下来，说明第2实施方式中的相位误差检测电路。本实施方式中，使交叉基准值生成部72生成的基准值与第1实施方式的不同。
也就是，使用输入到图1的交叉基准值生成部72的上升相位误差数据S3，向上升检测部70a输出上升基准值S5，向下降检测部70b输出绝对值相等符号相反的上升交叉基准值S5。用图6说明这种情况。以上升时的相位误差数据点PE1的电平Lr为基准值，检测下一个上升时的相位误差数据点PE3，下降时的相位误差数据点PE4、PE4的检测中，使用反转上述上升时相位误差数据点PE1的电平Lr的符号的值。
因此，与第1实施方式相同，扩大相位误差检测电路的俘获波段就成为可能。
(第3实施方式)接下来，说明第3实施方式中的相位误差检测电路。本实施方式中，表示基准值生成的其他实施方式。
也就是，使用输入交叉基准值生成部72的下降相位误差数据S4，向下降交叉检测部70b输出下降交叉基准值S6，向上升交叉检测部70a输出绝对值相等符号相反的下降交叉基准值S6。这些用图7说明的话，以检测的下降时的相位误差数据点PE2的电平Lf为基准值，检测下一个下降时的相位误差数据点PE4，而在上升时的相位误差数据点PE3的检测中，以反转上述下降时的相位误差数据点PE 2的电平Lf的符号的值为基准值。
因此，与第1实施方式相同，扩大相位误差检测电路的俘获波段就成为可能。
(第4实施方式)接下来，说明第4实施方式中的相位误差检测电路。本实施方式中，表示基准值生成的另外实施方式。
也就是，使用输入到图1的交叉基准值生成部72的上升相位误差数据S3及下降相位误差数据S4，算出这两个数据的平均值。并且，向上升检测部70a输出上述算出的平均值作为上升交叉基准值S5，向下降检测部70b输出上述算出的平均值的绝对值相等符号相反的值作为下降交叉基准值S6。
以下，用图8说明上述动作。从检测的上升时的相位误差数据点PE1的电平Lr和检测的下降时相位误差数据PE2的电平Lf算出它们的和的1/2的平均值。为了检测下一个上升时的相位误差数据点的基准值，使用上述平均值(Lr+Lf)/2，为了检测下一个下降时的相位误差数据点的基准值，使用反转了上述平均值符号的-(Lr+Lf)/2。
因此，与第1实施方式相同，扩大相位误差检测电路的俘获波段就成为可能。
(第5实施方式)接下来，说明第5实施方式中的相位误差检测电路。本实施方式中，表示图1的控制信号生成部73的具体构成。
将控制信号生成部73的内部构成例表示在图9中。在同图的控制信号生成部73中，731是比较电路，732是预先设定的所规定阈值，733是切换判定电路，PED是相位误差数据，S7是控制信号，S8是外部信号。
说明图9的控制信号生成部73的详细构成及其动作一例的概略。首先，比较电路731中比较输入的阈值732和加工了相位误差数据PED的值，向切换判定电路733输出比较结果。切换判定电路733，接收上述比较电路731的比较结果和外部信号S8，基于这些信号，输出控制交叉基准值生成部72的控制信号S7。
以下，说明一连串动作的详细工程。控制信号生成部73，对照相位误差算出部71的相位误差数据，当相位误差未达所规定阈值732接近稳定状态的情况下，向交叉基准值生成部72输出切换为零交叉检测方式的控制信号S7。象这样输出控制信号S7的话，接收了该控制信号S7的交叉基准值生成部72，在图4中，多输入选择电路72c选择固定值(也就是零值)72d，以该固定值作为上升及下降交叉基准值S5、S6，输出给交叉检测部70。
这样的控制方式用图10加以说明。同图中，PE1～PE8是相位误差数据点，图中虚线所围的上下范围，是判定相位误差未达阈值的稳定状态的稳定状态判定区域。同图中，从相位误差数据点PE2成为稳定状态。判定为稳定状态后，按顺序数相位误差数据点的个数，所数的个数超过阈值732时，从以上升及下降交叉基准值S5、S6为基准的反馈检测方式，切换为基准值为零值的零交叉检测方式。
也就是，相位误差在阈值以上长期间中，逐次更新上升/下降交叉基准值S5、S6，作为下一个交叉检测的基准数据，但是，相位误差变小接近稳定状态的话，从交叉基准值生成部72输出作为基准值的零值，进行以前的零交叉点检测方式，实现效率好的相位误差检测成为可能。
(第6实施方式)接下来，说明第6实施方式中的相位误差检测电路。本实施方式，表示从本发明的特征反馈检测方式切换为零交叉检测方式的变形例。
本实施方式中，图9所示的控制信号生成部73，接收相位误差数据PED，将该数据表示的相位误差值和预先设定的所规定阈值732相比，超过阈值732的情况下，选择更新了的交叉基准值，另一方面，当没有超过阈值732而在零交叉附近的情况下，向交叉检测部70输出将零值作为基准值选择的控制信号S7。
这样的控制方式用图11加以说明。圆记号为样品数据点，PE1～PE4时相位误差数据点，虚线所围上下范围部分是零交叉检测方式采用区域。零交叉检测方式采用区域和反馈检测方式采用区域由阈值732分割。相位误差数据点PE1、PE2因为相位误差比阈值732大，所以由反馈检测方式进行相位误差检测，但是，相位误差未达到阈值732变小的相位误差数据点PE3、PE4中，切换为零交叉检测方式。
也就是，相位误差超过预先设定的阈值732的情况下，更新上升/下降交叉基准值，作为下一个交叉检测的基准数据，但是，相位误差变小达不到阈值732的情况下，从交叉基准值生成部72输出零值，进行以前的零交叉点检测方式，实现效率好的相位误差检测成为可能。
(第7实施方式)接下来，说明第7实施方式中的相位误差检测电路。本实施方式中，说明基于外部信号进行交叉检测方式的切换情况。
DVD等的光盘中，隔一定的间隔记录着同步记号(已知符号)(特定形式)。也就是读取同步间隔状态，示意了频率误差变小。在读到该同步记号的间隔的检测时候，将该检测时生成的同步检测信号，作为图9所示外部信号S8由控制信号生成部73的切换判定电路733接收，如再生动作刚开始那样同步信号处于低电平期间，用反馈检测方式检测相位误差，另一方面，读取了同步信号同步检测信号变为HI的情况下，为切换为零交叉检测方式输出控制信号S7。
也就是，通过检测一定间隔记录的同步信号将生成的同步检测信号作为外部信号S8，判断频率误差的大小，当该同步检测信号为低电平的情况下，用反馈检测方式更新上升/下降交叉基准值，作为下一个交叉检测的基准数据，同步检测信号成为HI频率误差小的状况下，通过使用以前的零交叉点检测方式，实现效率好的相位误差检测成为可能。
(第8实施方式)
接下来，说明第8实施方式中的相位误差检测电路。本实施方式，说明基于外部信号进行交叉检测方式的切换的情况的其他变形例。
DVD等光盘中，因为划伤及污垢会使再生信号变成异样状态。将检测到该异常再生信号时生成的异常信号检测信号，作为图9中的外部信号S8输入给控制信号生成部73的切换判定电路733，当异常信号检测信号变为HI时，作为动作复原信号，向交叉基准值生成部72输出控制信号S7。
也就是，在检测由于记录媒体上有划伤及污垢而产生的异常信号时通过对照异常信号检测信号，在检测到该异常信号检测信号时将交叉基准值生成部72输出的交叉基准值复原到所规定值。因此，可以抑制由于异常信号产生的相位误差数据的偏差，实现效率好的相位误差检测成为可能。
且，控制信号生成部73的构成，不用说，采用合并上述第6及第6的实施方式的构成和上述第7及第8的实施方式的构成的构成也是可以的。
(第9实施方式)接下来，说明本发明的第9实施方式的相位误差检测电路。
图12，是表示本实施方式的相位误差检测电路的构成。在已经叙述了的以上实施方式中，以前面的步骤检测到的相位误差数据为基准值，检测成为下一个零交叉点的相位误差数据，但是，在本实施方式中，以前面步骤检测到的相位误差数据为基准值的情况下，应该成为这个基准值的相位误差数据的值设定为阈值，控制信号的颤抖。
也就是，图12所示的相位误差检测电路710中，相对于图1所示的相位误差检测电路700，增设了阈值生成部711。还有，伴随着该阈值生成部711的配置在交叉基准值生成部712上增加了变更。
上述阈值生成部711的构成表示在图13中。同图所表示的阈值生成部711，只表示了生成上升用阈值部分的构成。生成下降部分用阈值的部分的构成相同，所以省略。同图的阈值生成部711中，723、727及728是选择器，724是D双稳态多谐振荡器，725是递减电路，726是阈值量切换信号生成部(切换信号生成部)，729是逻辑电路。
从外部输入的设定用阈值S11，由上述选择器723选择，保存到D双稳态多谐振荡器724中。上述设定用阈值S11的值被改变为其他值的话，启动信号S12从“0”值变为“1”值，变更后的设定用阈值S11由选择器723选择保存到D双稳态多谐振荡器724中。上述递减电路725以任意的设定递减保持在D双稳态多谐振荡器724内的阈值S11。阈值量切换信号生成部726，接收外部信号S8。该外部信号S8，在再生数据的零交叉次数于所规定期间中未达到所规定值的状况时而产生，输出。阈值量切换信号生成部726，在接收了该外部信号S8时生成切换信号，将该切换信号输出给选择器(选择电路)727。选择器727，接收上述切换信号，选择上述D双稳态多谐振荡器724保存的阈值，当没有接收上述切换信号时选择来自上述递减电路725的阈值。其他的选择器728，通过逻辑电路729接收上述阈值量切换信号生成部726的输出信号或者是来自外部的控制信号S10的情况下，选择零值的阈值，而没有接收的情况下选择来自上述选择器727的所规定值的阈值，将该选择的阈值作为上升用阈值S9a输出。
接下来，将上述图12所示的交叉基准值生成部712的构成表示在图14中。同图中，713是上升交叉数据用的增益调整电路，714是下降交叉数据用增益调整电路，715、716是减法器，717、718、719、720是选择器。该交叉基准值生成部712，接收上述相位误差算出部703的上升/下降相位误差数据S3、S4，上述阈值生成部711的阈值S9，以及上述控制信号生成部713的控制信号S7，输出上升用基准值S5及下降用基准值S6。
上述减法器715，从由上述增益调整电路713增益调整了的上升相位误差数据S3减去来自阈值生成部711的上升用阈值S9a，将该减法计算结果的编码数据输出给选择器717。选择器717，当来自上述减法器715的编码数据为正(1)的情况下选择上升用阈值S9a，当为负(0)的情况下选择上升相位误差数据。也就是，选择器717，比较上升相位误差数据和上升用阈值S9a的绝对值，选择小的值，作为上升交叉基准值输出。其他的选择器719，接收上述控制信号生成部713的控制信号S7，当该控制信号的值是(1)时选择零值的上升交叉基准值，而当控制信号的值是(0)时选择来自选择器717的上升交叉基准值，将选择的交叉基准值作为上升交叉基准值S5输出给图12的上升交叉检测部701。
以上，说明了交叉基准值生成部712中上升交叉基准值S5的生成，因为下降交叉基准值S6的生成也一样，所以省略其说明。
以下，基于图15说明本实施方式的相位误差检测电路的动作。同图中，表示了3T+3T(T为沟道周期)重复的再生信号和样品点，PE1、PE2、PE3、PE4是相位误差数据，Lr1是上升交叉基准值，Lf1、Lf2是下降交叉基准值，Lrth是上升用阈值，Lfth是下降用阈值。
图15中，首先，一开始检测到的上升相位误差数据PE1，与上升用阈值Lrth相比绝对值小，所以交叉基准值生成部712的选择器717选择上升相位误差数据PE1，该上升相位误差数据PE1的振幅值成为上升交叉基准值Lr1。下一个相位误差数据PE3中，该相位误差数据PE3和其前面的相位误差数据的平均值(同图中记号×1表示)未达到上述上升交叉基准值Lr1为负，该上升相位误差数据PE3和其后的相位误差数据的平均值(同图中记号×2表示)超过上升交叉基准值Lr1为正，所以，该相位误差数据PE3作为上升相位误差数据被检测到。上述上升相位误差数据PE3的振幅，比预先设定的上升用阈值Lrth的绝对值大，所以该上升用阈值Lrth成为下一个上升交叉基准值。
另一方面，下降相位误差数据的检测，因为一开始检测到的下降相位误差数据PE2与下降用阈值Lfth相比绝对值小，该下降相位误差数据PE2的振幅值成为下降交叉基准值Lf1。下一个下降相位误差数据PE4申，该相位误差数据PE4和它以前的相位误差数据的平均值(同图中记号×3表示)的绝对值未达到上述下降交叉基准值Lf1的绝对值为负，该相位误差数据PE4和它以后的相位误差数据的平均值(同图中记号×4表示)超过了上述下降交叉基准值Lf1的绝对值为正，所以该相位误差数据PE4作为下降相位误差数据被检测到。该下降相位误差数据PE4，因为比预先设定的下降用阈值Lfth的绝对值小，所以，该下降相位误差数据PE4的振幅值成为下一个下降交叉基准值Lf2。
这样，本实施方式中，将一个步骤前检测到的相位误差数据作为下一个相位误差数据检测的基准值的时候，因为设定了阈值，所以在抑制了因颤动或外界影响引起的反馈控制的扩散的同时，扩大相位比较器的俘获波段成为可能。
(第10实施方式)接下来，说明本发明的第10实施方式的相位误差检测电路。
本实施方式，是改变了上述第9实施方式的交叉基准值生成部712构成的一部分的实施方式。
也就是，图16的交叉基准值生成部712a中，追加了绝对值平均值算出电路721和符号反转电路722。上述绝对值平均值算出电路721，算出由选择器717选择的上升交叉基准值的绝对值和由选择器718选择的上升交叉基准值的绝对值的平均值，输出。来自该绝对值平均值算出电路721的平均交叉基准值，就原样输出给选择器719的同时，由符号反转电路722符号反转后输出给选择器720。
也就是，图16所表示的交叉基准值生成部712a，作为上升相位误差数据及下降相位误差数据的交叉基准值，采用的是绝对值相等的共同基准值。
基于图17说明本实施方式的相位误差检测电路的动作。同图中，表示了3T+3T(T为沟道周期)重复的再生信号和样品点。同图中，一开始检测到的上升相位误差数据PE1与上升用阈值Lrth相比绝对值小，所以该上升相位误差数据PE1的振幅值成为上升交叉基准值Lr1。还有，一开始检测到的下降相位误差数据PE2也与上升用阈值Lfth相比绝对值小，所以该下降相位误差数据PE2的振幅值成为下降交叉基准值Lf1。其后，该上升及下降两交叉基准值Lr1、Lf1的绝对值的平均值((Lr1+Lf1)/2)，成为下一个上升相位误差数据PE3的检测基准值的同时，其绝对值的平均值的符号反转值-((Lr1+Lf1)/2)成为下一个下降相位误差数据PE4的检测基准值。
再后，基于这些上升及下降的两相位误差数据PE3、PE4振幅值的两绝对值和上升及下降用两阈值Lrth、Lfth的绝对值的比较结果，连续生成上升及下降的交叉基准值Lr2、Lf2。
因此，在本实施方式中，也与上述第9实施方式一样，在抑制了因颤动或外界影响引起的反馈控制的扩散的同时，扩大相位比较器的俘获波段成为可能。
(第11实施方式)接下来，说明本发明的第11实施方式的相位误差检测电路。本实施方式中，是改变了上述第9实施方式的交叉基准值生成部712构成的一部分的实施方式。
也就是，图18的交叉基准值生成部712b中，省略了图14所示的交叉基准值生成部712中的下降基准值生成用增益调整电路714、减法器716及选择器718，将来自上升基准值生成用选择器717的上升交叉基准值由符号反转电路722符号反转后的值作为下降交叉基准值输入给选择器720的构成。另外的构成与图12所示的交叉基准值生成部712的构成相同，省略其说明。
接下来，基于图19说明本实施方式的相位误差检测电路的动作。图19中，一开始检测到的上升相位误差数据PE1与上升用阈值Lrth相比绝对值小，所以该上升相位误差数据PE1的振幅值成为上升交叉基准值Lr1。并且，将上述上升交叉基准值Lr1的符号反转后的值作为下降交叉基准值Lf1。其后，下一个上升相位误差数据PE3，以上述上升交叉基准值Lr1为基准检测到，下一个下降交叉数据PE4，以下降交叉基准值Lf1(＝Lr1)为基准检测到。
接下来，基于这些上升及下降的两相位误差数据PE3、PE4振幅值的两绝对值和上升及下降用两阈值Lrth、Lfth的绝对值的比较结果，连续生成上升及下降的交叉基准值Lr2、Lf2。
且，本实施方式中，作为交叉基准值生成部712b，只设置了上升基准值生成用增益调整电路713、减法器715及选择器717，相反，图12的交叉基准值生成部712中，设置上升基准值生成用增益调整电路714、减法器716及选择器718当然是可以的。这种情况下，生成下降交叉基准值，将该下降交叉基准值的符号反转后的值作为上升交叉基准值。这种情况的上升及下降的两交叉基准值生成的样子用图20表示。
(第12实施方式)接下来，说明本发明的第12实施方式的相位误差检测电路。
本实施方式，是特定了图12所表示的控制信号生成部713生成控制信号时期的实施方式。
也就是，控制信号生成部713，如图12所示那样，输入来自相位误差算出部703的相位误差数据PED，参照该相位误差数据PED，该相位误差量变小，如图21所示那样。若成为进入稳定状态判定区域的话，在稳定状态判定区域内的交叉数据点变为所规定阈值的时刻，将切换为上升及下降的交叉基准值固定到零电平的零交叉检测方式的控制信号S5输出给图12所示的交叉基准值生成部712。
因此，本实施方式中，如图21所示那样，交叉数据点PE2以后的再生数据进入稳定状态判定区域内，其后，数到合计所规定个数(5个)交叉数据点PE2～PE6的时刻，控制信号生成部713生成控制信号S7的话，交叉基准值生成部712中，如图14所示的那样，两个选择器719、720选择零值的交叉基准值，所以，从反馈检测方式切换为零交叉检测方式。
这样，本实施方式中，在相位误差量大的期间，更新上升及下降的两交叉基准值，作为下一个交叉数据检测的基准值，但是，相位误差量变小接近稳定状态的话，切换为零交叉数据检测方式，实现效率好的相位误差检测成为可能。
(第13实施方式)接下来，说明本发明的第13实施方式的相位误差检测电路。
本实施方式，是特定了图12所表示的控制信号生成部713生成控制信号的与上述不同的其他时期的实施方式。
也就是，控制信号生成部713，如图12所示那样，输入来自相位误差算出部703的相位误差数据PED，参照该相位误差数据PED，将该相位误差量与所规定阈值进行比较。该阈值，如图22所示那样，是预先设定了的作为零交叉检测方式的适用区域的相位误差量。控制信号生成部713，比较输入的相位误差数据PED和上述所规定阈值的结果，如相位误差数据PED未达到上述所规定阈值时，而在零交叉附近的情况下，生成“0”值控制信号，输出给图12所示的交叉基准值生成部712。
因此，本实施方式中，如图22所示那样，因为交叉数据点PE1、PE2，相位误差量大，由反馈检测方式进行交叉数据的检测，但是，交叉数据点PE3、PE4那样的相位误差量为达到所规定阈值的情况，切换为零交叉检测方式。
因此，本实施方式，也和第12实施方式一样，实现效率好的相位误差检测成为可能。
(第14实施方式)接下来，说明本发明的第14实施方式的相位误差检测电路。
本实施方式中，与上述第7实施方式一样，作为输入控制信号生成部713的外部信号S8，采用在检测DVD等的光盘中隔一定的间隔记录着同步记号时生成的同步检测信号。
上述控制信号生成部713接收了上述同步检测信号时，再生数据的频率误差变小的状态下，生成“1”值的控制信号S7输出给交叉基准值生成部712。上述交叉基准值生成部712中，如图14所示那样，选择器719、720选择零值的交叉基准值，所以，交叉检测方式从反馈方式切换为零交叉检测方式。
因此，本实施方式中，也和上述第13实施方式一样，实现效率好的相位误差检测成为可能。
(第15实施方式)接下来，说明本发明的第15实施方式的相位误差检测电路。
本实施方式中，与上述第8实施方式一样，作为输入控制信号生成部713的外部信号S8，采用检测到的因光盘的划伤或污垢引起的再生信号变为异常状态的异常再生信号的异常信号检测信号。
上述控制信号生成部713，接收到上述异常信号检测信号时，生成“1”值的控制信号S7，由交叉基准值生成部712将交叉基准值复原为零值。
因此，本实施方式中，可以抑制从异常信号检测到的交叉数据的偏差，实现效率好的相位误差检测成为可能。
且，控制信号生成部713的构成，采取并用上述第12及第13的实施方式的构成和上述第14及第15的实施方式的构成当然也是可以的。
-产业上的利用可能性-如以上的说明，本发明，即便是无法取得再生数据和样品时钟的同步，正确检测相位误差，扩大俘获波段成为可能，作为相位误差检测电路及包括它的时钟抽出电路等是有用的。
权利要求
1.一种相位误差检测电路，是基于来自记录再生装置再生的且数字化了的再生数据抽出与该再生数据自身同步的同步时钟时使用的相位误差算出电路，其特征为包括交叉检测部，与输入上述再生数据的同时接收所规定基准值，检测上述再生数据与上述基准值交叉的交叉时刻；相位误差算出部，接收上述再生数据及上述交叉检测部的交叉时刻信号，以上述交叉时刻的上述再生数据与零值的差为相位误差数据予以算出；以及交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的相位误差数据，基于该相位误差数据更新上述交叉检测部的上述基准值。
2.根据权利要求1所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，由上述相位误差算出部每算出一次相位误差数据，就将该算出的最新相位误差数据作为上述交叉检测部的基准值予以更新。
3.根据权利要求1所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉检测部，具有上升交叉检测部，检测上述再生数据相对于上述基准值上升交叉的上升交叉时刻，和下降交叉检测部，检测上述再生数据相对于上述基准值下降交叉的下降交叉时刻。
4.根据权利要求3所述的相位误差检测电路，其特征为上述相位误差算出部，接收上述上升交叉检测部的上升交叉时刻信号，以上述上升交叉时刻的上述再生数据与上述基准值的差为上升相位误差数据予以算出的同时，接收上述下降交叉检测部的下降交叉时刻信号，以上述下降交叉时刻的上述再生数据与上述基准值的差为下降相位误差数据予以算出。
5.根据权利要求4所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的上升相位误差数据及下降相位误差数据，以上述上升相位误差数据作为上升基准值输出给上述上升交叉检测部，以上述下降相位误差数据作为下降基准值输出给上述下降交叉检测部。
6.根据权利要求4所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的上升相位误差数据，以上述上升相位误差数据作为上升基准值输出给上述上升交叉检测部，以反转上述上升相位误差数据的符号后的上升相位误差数据作为下降基准值输出给上述下降交叉检测部。
7.根据权利要求4所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的下降相位误差数据，以反转上述下降相位误差数据的符号后的下降相位误差数据作为上升基准值输出给上述上升交叉检测部，以上述下降相位误差数据作为下降基准值输出给上述下降交叉检测部。
8.根据权利要求4所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的上升相位误差数据及下降相位误差数据，算出该输入的上升相位误差数据及下降相位误差数据的和的二分之一值，以该和的二分之一值及其符号反转值作为上升基准值及下降基准值输出给上述上升交叉检测部及下降交叉检测部。
9.根据权利要求1至8任何一项所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，具有将上述交叉检测部的基准值固定为零值的构成，上述相位误差检测电路包括，上述交叉标准值生成部中为切换基于相位误差数据的基准值更新和基准值为零值的固定而向上述交叉基准值生成部输出控制信号的控制信号生成部。
10.根据权利要求9所述的相位误差检测电路，其特征为上述控制信号生成部，接收上述相位误差算出部的相位误差数据，对应于该相位误差数据所示的相位误差，为切换上述交叉基准值生成部中基于相位误差数据的基准值更新和基准值为零值的固定，生成控制信号。
11.根据权利要求10所述的相位误差检测电路，其特征为上述控制信号生成部，上述接收的相位误差数据所示的相位误差为未达到所规定值而接近于稳定状态的情况下输出控制信号，为基准值的生成方式从基于相位误差数据的基准值更新切换成基准值为零值的固定。
12.根据权利要求10所述的相位误差检测电路，其特征为上述控制信号生成部，以当上述接收的相位误差数据所示的相位误差达到所规定阈值以上时，基于相位误差数据更新基准值，而未达到所规定阈值时将基准值固定为零值的方式，生成控制信号。
13.根据权利要求9所述的相位误差检测电路，其特征为上述控制信号生成部，接收来自上述相位误差检测电路外部的所规定信号，对应于该来自于外部的所规定信号，在上述交叉基准值生成部中为切换基于相位误差数据的基准值更新和基准值为零值的固定，生成控制信号。
14.根据权利要求13所述的相位误差检测电路，其特征为上述控制信号生成部，将在检测到上述再生数据的特殊类型时所输出的信号作为上述来自于外部的所规定信号接收时输出控制信号，为基准值的生成方式在上述交叉基准值生成部中切换基于相位误差数据的基准值更新和基准值为零值的固定。
15.根据权利要求14所述的相位误差检测电路，其特征为上述再生数据的特殊类型被检测到时输出的信号，为检测到光盘的同步记号的间隔时生成的同步检测信号。
16.根据权利要求9所述的相位误差检测电路，其特征为上述控制信号生成部，接收上述再生数据中发生异常时生成的异常检测信号，在上述交叉基准值生成部中将基于相位误差数据的基准值更新复原到所规定值的基准值。
17.根据权利要求9所述的相位误差检测电路，其特征为上述控制信号生成部，与输入上述相位误差算出部的相位误差数据的同时，接收来自相位误差算出电路外部的所规定信号，对应于上述相位误差数据所示的相位误差及上述来自外部的所规定信号，为在上述交叉基准值生成部中切换基于相位误差数据的基准值更新和基准值为零值的固定，生成控制信号。
18.一种同步时钟抽出电路，其特征为包括权利要求1所述的相位误差检测电路；和电压控制振荡器，接收由上述相位误差检测电路输出的相位误差数据，对应于该相位误差数据所示的相位误差改变同步时钟频率。
19.根据权利要求1所述的相位误差检测电路，其特征为包括阈值生成部，生成为更新上述交叉检测部的基准值所使用的阈值，上述交叉基准值生成部，接收上述阈值生成部的阈值，基于该阈值和上述相位误差算出部的相位误差数据，更新上述交叉检测部的基准值。
20.根据权利要求19所述的相位误差检测电路，其特征为上述阈值生成部，在接收上述相位误差算出部的相位误差数据的同时，接收来自外部的所规定阈值数据，上述相位误差数据的绝对值和上述所规定阈值数据的绝对值中，以小的绝对值为阈值。
21.根据权利要求20所述的相位误差检测电路，其特征为上述阈值生成部，生成上升交叉时刻用阈值和下降交叉时刻用阈值。
22.根据权利要求21所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉检测部，包括上升交叉检测部，检测上述再生数据相对于上述基准值上升交叉的上升交叉时刻；和下降交叉检测部，检测上述再生数据相对于上述基准值下降交叉的下降交叉时刻。
23.根据权利要求22所述的相位误差检测电路，其特征为上述相位误差算出部，接收上述上升交叉检测部的上升交叉时刻信号，算出上述上升交叉时刻的上述再生数据和上述基准值的差作为上升相位误差数据，同时，接收上述下降交叉检测部的下降交叉时刻信号，算出上述下降交叉时刻的上述再生数据和上述基准值的差作为下降相位误差数据。
24.根据权利要求23所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的上升相位误差数据和上述阈值生成部的上升交叉时刻用阈值，以上述上升相位误差数据的绝对值和上述上升交叉时刻用阈值的绝对值中小的那一个绝对值作为上升基准值的同时，接收上述相位误差算出部的下降相位误差数据和上述阈值生成部的下降交叉时刻用阈值，以上述下降相位误差数据的绝对值和上述下降交叉时刻用阈值的绝对值中小的那一个绝对值作为下降基准值。
25.根据权利要求23所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出部的上升相位误差数据和上述阈值生成部的上升交叉时刻用阈值，以上述上升相位误差数据的绝对值和上述上升交叉时刻用阈值的绝对值中小的那一个绝对值作为上升基准值的同时，以反转上述上升基准值的符号的值作为下降基准值。
26.根据权利要求23所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，接收上述相位误差算出电路的下降相位误差数据和上述阈值生成部的下降交叉时刻用阈值，以上述下降相位误差数据的绝对值和上述下降交叉时刻用阈值的绝对值中小的那一个绝对值作为下降基准值的同时，以反转上述下降基准值符号的值作为上升基准值。
27.根据权利要求23所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，具有绝对值平均值算出电路，它算出上述相位误差算出部的上升相位误差数据的绝对值和上述阈值生成部的上升交叉时刻用阈值的绝对值中的小的那一个绝对值，和上述相位误差算出部的下降相位误差数据的绝对值和上述阈值生成部的下降交叉时刻用阈值的绝对值中的小的那一个绝对值的双方绝对值的平均值，上述交叉基准值生成部，以由上述绝对值平均值算出电路算出的上述两个绝对值的平均值为上升基准值及下降基准值。
28.根据权利要求19所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，作为上述交叉检测部的基准值，在基于上述阈值生成部的阈值和上述相位误差算出电路的相位误差数据的基准值以外，零值的基准值，上述交叉基准值生成部，具有选择上述零值的基准值、上述基于阈值和相位误差数据的基准值中的任何一个的选择电路。
29.根据权利要求28所述的相位误差检测电路，其特征为具有控制信号生成部，生成将上述交叉基准值生成部的选择电路切换为以零值为基准值一侧的控制信号。
30.根据权利要求29所述的相位误差检测电路，其特征为上述控制信号生成部，上述相位误差算出部算出的相位误差数据，当该相位误差数据的值收敛在未满所规定值的范围内时生成上述控制信号，再将该控制信号输出给上述交叉基准值生成部的选择电路。
31.根据权利要求29所述的相位误差检测电路，其特征为上述控制信号生成部，在上述记录再生装置从光盘读取并再生数据时，当检测到记录在上述光盘的同步记号的间隔时生成上述控制信号，再将该控制信号输出给上述交叉基准值生成部的选择电路。
32.根据权利要求19所述的相位误差检测电路，其特征为上述阈值生成部，包括递减电路，递减所规定阈值；选择电路，选择上述所规定阈值和由上述递减电路递减了的阈值中的任何一个；以及切换信号生成部，生成将上述选择电路切换为上述递减电路一侧的切换信号。
33.根据权利要求32所述的相位误差检测电路，其特征为上述切换信号生成部，当上述再生数据的零交叉次数在所规定时间中未达到所规定值时，生成上述切换信号输出给上述选择电路。
34.根据权利要求32所述的相位误差检测电路，其特征为上述阈值生成部，具有接收来自外部的控制信号，选择为零值的阈值的选择电路。
35.根据权利要求19所述的相位误差检测电路，其特征为上述交叉基准值生成部，具有将上述相位误差算出部的相位误差数据值调整为所规定倍数的增益调整电路。
36.一种同步时钟抽出电路，其特征为包括权利要求19所述的相位误差检测电路；和电压控制振荡器，输入从上述相位误差检测电路输出的相位误差数据，对应该相位误差数据所示的相位误差改变同步时钟频率。
全文摘要
在使用于抽出与再生数据同步的时钟的同步时钟抽出电路的相位误差检测电路中，交叉基准值生成部(72)，将由相位误差算出部(71)算出的上升相位误差数据(S3)作为上升交叉基准值(S5)输入给上升交叉检测部(70a)，同样将算出下降相位误差数据(S4)作为下降交叉基准值(S6)输出给下降交叉检测部(70b)。两交叉检测部(70a、70b)，各自算出样品点的再生数据值和上述输入的交叉基准值(交叉偏差值)(S5、S6)的差值，当连续的样品点的两个差值一方为负而另一方为正的情况下，输出上升及下降交叉检测信号。因此，俘获波段被扩大。
文档编号H04L7/033GK1784743SQ20048001202
公开日2006年6月7日 申请日期2004年6月11日 优先权日2003年9月9日
发明者河边章, 冈本好史 申请人:松下电器产业株式会社