专利名称：用于使复基带输入信号数字预失真的装置和方法
技术领域：
本发明涉及一种用于使复基带输入信号数字预失真的装置和方法，为了产生高频多载波发射信号，该复基带输入信号被输送给发射功率放大器。
在新引入的无线电通信系统中，诸如在EDGE移动无线电系统或者在UMTS移动无线电系统中，应用线性调制形式，其中放弃发射信号的恒定的瞬时功率。在此，同时出现的发射信号最大振幅典型地基本上位于所属的发射功率的平均值之上。
另外，在新引入的无线电通信系统中，计划采用多载波传输方法(多载波(Multicarrier)-方法)，其中具有不同载频的多个发射信号以高的载频间隔来调制并且被输送给发射放大器。通过所有发射信号的相干的叠加在此出现最大振幅，该最大振幅明显地位于所属的发射功率的平均值之上。因此，发射功率放大器必须维持线性放大器工作的相应的功率储备。
发射功率放大器的非线性影响整个无线电通信系统的效率。通过该非线性不利地形成相互调制分量，该相互调制分量的载频作为干扰干扰要用的载频。该进行干扰的干扰被抑制，其方式是执行功率放大器输入信号的称为“Predistortion”的预失真。此处必须在所谓的“模拟预失真”和“数字预失真”之间区分，其中数字预失真提供简单的可重复性和较高的灵活性。
例如在
图13中示出根据现有技术的原理方框电路图。
数字复基带输入信号BBIS不仅被连接到前向支路的用于预失真的设备PRE上而且被连接到用于参数估计的设备PPRE上。除了用于预失真的设备PRE外，前向支路包含串联在后面的补偿设备COM、数模转换器DAC、引起线性失真的发射滤波器TXF、调制器MOD和发射功率放大器AMP。
在发射功率放大器AMP的输出端上存在宽带高频的多载波发射信号。该发射功率放大器AMP在输出侧与被布置在反馈支路中的解调器DEM连接。该反馈支路具有串联在解调器DEM之后的接收滤波器RxF和在输出侧与用于参数估计的设备PPRE连接的模数转换器ADC。
用于参数估计的设备PPRE构成针对要执行的基带输入信号BBIS的预失真的参数，其中所构成的参数被传送给用于预失真的设备PRE。借助补偿设备COM，发射滤波器TxF、调制器MOD和部分发射发射功率放大器AMP的线性预失真被补偿。
在要执行数字预失真时，限制发射信号带宽是必要的，因为在用于预失真的设备PRE中假设并反向模拟发射功率放大器AMP的静态非线性。为了准确实现数字预失真，在考虑发射功率放大器AMP的静态非线性的情况下，至少一次再现多载波发射信号的三次或五次谐波是必要的，由此针对前向支路中所应用的D/A转换器DAC必需多载波发射信号的至少一个三倍带宽。
同样的适用于反馈支路中的A/D转换器ADC，通过随后的组件(COM、DAC、TxF、MOD、AMP、DEM和RxF)将用于预失真的设备PRE的宽带预失真的输出信号输送给该A/D转换器ADC。在具有60MHz的带宽的多载波发射信号中，根据UMTS标准，因此必需带宽十分宽的和成本高的A/D转换器或D/A转换器。
在此，最后还要提及，不仅参数估计PPRE而且预失真PRE以采样频率来执行，该采样频率通过所应用的D/A转换器DAC或A/D转换器ADC的采样频率来确定。
本发明的任务是，这样实现针对复基带输入信号的数字预失真的装置和方法，为了产生高频多载波发射信号将该复基带输入信号输送给发射功率放大器，使得廉价地产生多载波发射信号并同时不仅在有用频带中抑制干扰而且在邻近频率范围中只出现微小的非线性失真分量。
本发明的任务通过权利要求1的特征来解决。有利的扩展方案在从属权利要求中给出。
借助本发明，信号x(k)通过考虑发射功率放大器的记忆效应的非线性函数借助用于宽带预失真的设备进行数字预失真。这样的记忆效应(所谓的“Memory效应”)例如通过发射功率放大器的控制或通过传输系统中的迅速的状态切换形成。
在本发明中，以高的数字采样频率特别有利地进行用于宽带预失真的数字信号处理，而与较窄的带宽相反，必需前向支路中的随后的D/A转换器或反馈支路中的随后的A/D转换器。
通过本发明实现，在由D/A转换器所覆盖的有用频带内实现通过发射功率放达器的非线性产生的误差信号的消除。因此实现，在D/A转换器中要以与数字采样频率相比较只有一倍到两倍的采样频率工作。
本发明例如应用在传统的具有随后的功率放大器和滤波器的外差概念和超外差概念中或标准具有决定意义地(standarduebergreifend)应用在用于放大高频多载波发射信号的发射功率放大器中。
下面按照附图来进一步说明本发明。在此图1示出用于应用根据本发明的装置的原理方框电路图，图2与图1相比较地示出作为用于应用根据本发明的装置的时间离散的等量参数系统的简化的原理方框电路图，图3示出图2中所描述的发射功率放大器的基于劳伦级数展开的等效电路图，图4与图3相比较地示出基于简化的劳伦级数展开的等效电路图，图5示出具有用于在图4中所说明的参数估计的公式的实施例，图6示出根据本发明的装置的原理方框电路图，图7示出基于简化的劳伦级数展开的在图6中所描述的失真设备的等效电路图，图8示出在放弃图6中所进行的误差信号的预失真的情况下的根据本发明的装置的原理方框电路图，图9示出在放弃图8中所进行的误差信号的预失真的情况下的根据本发明的装置的原理方框电路图，图10示出具有用于应用根据本发明的装置的两个发射功率放大器的原理方框电路图，图11与图10相比较地示出作为用于应用根据本发明的装置的时间离散的等量参数系统的简化的原理方框电路图，图12示出在应用两个发射功率放大器时的根据本发明的装置的原理方框电路图，以及图13示出根据现有技术的在说明书引言中所说明的原理方框电路图。
图1示出用于应用根据本发明的装置的原理方框电路图。
数字复基带输入信号BBIS通过内插设备INT1作为信号x(k)不仅到达主支路的用于宽带预失真的设备PRE1而且到达用于宽带参数估计的设备PPRE1。
在用于宽带预失真的设备PRE1的后面连接具有用于补偿线性预失真的补偿设备COM1、具有D/A转换器DAC1、具有引起线性预失真的发射滤波器TxF1、具有调制器MOD1以及具有发射功率放大器AMP1的串联电路。
信号y(t)施加在调制器MOD1的输出端上，该信号y(t)通过发射功率放大器AMP1作为高频多载波发射信号z(t)被输送给反馈支路。反馈支路串行连续地具有解调器DEM1、宽带接收滤波器RxF1和A/D转换器ADC1，该A/D转换器在输出侧被连接在用于宽带参数估计的设备PPRE1上。用于宽带参数估计的设备PPRE1与用于宽带预失真的设备PRE1连接，由此所估计的参数到达用于宽带失真的设备PRE1。
数字信号处理以较高的数字采样频率来实现，而作为D/A转换器DAC1或在A/D转换器ADC1中可应用具有很小的采样频率的转换器类型。
除了所期望的发射信号有用频宽之外，形成的混合结果通过附加的模拟的、连接在发射功率放大器AMP1之后的带通滤波器BPF1在其幅值上被减小。
用于宽带预失真的设备PRE1必需关于整个在图1中被描述为方框电路图的传输系统的宽带信息。
在此，带宽和所应用的A/D转换器ADC1或D/A转换器DAC1的采样频率描述了原理问题。因此，随后这样修改接收滤波器RxF1的带宽，使得在A/D转换器ADC1中应用较高的尼奎斯特频率，由此A/D转换器ADC1的采样频率可被减小。
为此必需的算法随后在发射功率放大器AMP1的模型化中被说明，其中以带有记忆的、非线性的传输系统为前提。
图2与图1相比较地示出作为用于应用根据本发明的装置的时间离散的等量参数系统的简化的原理方框电路图。
与图1相比较，以下假设，基带输入信号BBIS这样被采样，使得模拟的多载波发射信号z(k)的最大频率分量足够好地被说明。此外前提是，解调器DEM1围绕所期望的有用频带进行带通滤波。
此外，概述D/A转换器DAC1、发射滤波器TxF1和发射功率放大器AMP1的线性单位脉冲响应的校正并通过补偿设备COM1被观察为已补偿的。出现的D/A转换器DAC1和调制器MOD1的非线性与发射功率放大器AMP1的非线性一起被概述。
在上述前提下，得到图2中所描述的对等效的时间离散的基带中的图1的简化的方框电路图。
在此，通过内插借助内插设备INT2构成的信号x(k)作为输入信号不仅到达用于宽带预失真的设备PRE2而且到达用于宽带参数估计的设备PPRE2。用于宽带预失真的设备PRE2在输出侧与发射功率放大器AMP2连接，在该发射功率放大器AMP2之后连接被转换到复基带中的带通滤波器BPF2。
发射功率放大器AMP2在输出侧被连接到宽带接收滤波器RxF2上，在该宽带接收滤波器RxF2之后又连接用于宽带参数估计的设备PPRE2。
由用于宽带预失真的设备PRE2输送信号y(k)给其的发射功率放大器AMP2从中构成作为高频的多载波发射信号的信号z(k)，该信号z(k)在本描述中在复基带中被观察。通过宽带接收滤波器RxF2，信号z(k)到达用于宽带参数估计的设备PPRE2。
图3示出，在图2中所描述的发射功率放大器AMP2的基于劳伦级数展开的等效电路图。在此，借助宽带接收滤波器RxF2实现的测量接收机被一起考虑。
借助随后描述的参数估计，图2中说明的信号z(k)借助同样在图2中描述的可测量的信号z(k)基于信号y(k)的已知的信号值来调制。
作为前提或目标函数适用Σk|z(k)-z^(k)|2=!min]]>在此， 被观察为z(k)的模拟。基于参数的 的模拟例如借助劳伦级数展开来执行z^(k-m)=Σvαvy(k-v)+Σv1Σv2αv1v2y*(k-v1)y(k-v2)+Σv1Σv2α~v1v2y(k-v1)y(k-v2)]]>+Σv1Σv2Σv3αv1v2v3y*(k-v1)y(k-v2)y(k-v3)+···]]>
针对因果系统可相应地选择延迟时间m。
为了减少必需的实现费用或为了减少计算时间，只应用所示出的劳伦级数展开的某一部分是有利的，因为与图1相比较只有功率放大器AMP1的输出信号z(t)的某一频率范围应该被线性化。
通过在图1中所描述的发射功率放大器AMP1的二次幂的非线性产生混合频率结果，可是该混合频率结果通过前向支路(MOD1，AMP1)中的要执行的调制或反馈支路(DEM1，RxF1)中的要执行的解调的带通特性被抑制。
因此，在前向支路中理想调制的情况下或在反馈支路中具有带通滤波的理想的解调的情况下，没有二次谐波出现在已解调的复基带信号中，其中这些观察适用于所有偶次谐波。
诸如混频器输出信号中的混合频率的串话的寄生效应导致解调器的输出信号中的偶次谐波，但是该偶次谐波具有十分小的振幅。如果现在应执行针对实际实施的劳伦级数展开中的阶数的降低，则有利的是限制到奇数谐波。
那么适用z^(k-m)≈Σvαvy(k-v)+Σvα3,v|y(k-v)|2y(k-v)+Σvα3,v|y(k-v)|4y(k-v)+···]]>+Σvα3‾,v|y(k-v)|2y(k-1-v)+Σvα5‾,v|y(k-v)|2y(k+1-v)+···]]>图3现在示出基于在花费上减少的劳伦级数展开的等效电路图。
在此，输入信号y(k)一方面直接通过FIR滤波器FIR00到达加法器ADD10而另一方面通过多个求和/乘法设备BBE01至BBE0i到达其他的FIR滤波器FIR01至FIR0i，该FIR滤波器FIR01至FIR0i被单个连接在求和/乘法设备BBE01至BBE0i之后。其他的FIR滤波器FIR01至FIR0i在输出侧与加法器ADD10连接，借助该加法器ADD10构成信号 信号z(k)不可直接供在用于宽带参数估计的设备PPRE2中实施的估算算法使用。非理想的接收滤波器、混频器和A/D转换器引起测量接收机中的至少部分线性频率响应，该测量接收机根据图2是宽带接收滤波器的部分。
由于这些原因，替代上面针对发射功率放大器的模型化描述的目标函数，基于接收到的、可测量的信号 的信号值来执行。
针对参数的适配，下式被用作目标函数
Σk|z‾(k)-z^(k)|2=!min]]>因此，发射功率放大器的特性关于其线性频率响应消失。这样被处理，似乎发射功率放大器的频率响应好像在所观察的频率范围上是恒定的。这里所应用的模型化的目的基本是模型化和稍后减少发射功率放大器AMP2的非线性特性。
如随后描述的，在此其线性特性的精确知识将不必要，因此线性记忆效应与非线性记忆效应分离。
得到修改过的劳伦级数展开，该劳伦级数展开在随后的公式中再次示例性地被限制在基本上为奇数的谐波上z‾(k-m)=Σvα‾vz~(k-m-v)]]>z~(k-m1)=y(k-L)+Σvβ3,v|y(k-v)|2y(k-v)+Σvβ5,v|y(k-v)|4y(k-v)+···]]>+Σvβ3‾,v|y(k-v)|2y(k-1-v)+Σvβ5‾,v|y(k-v)|2y(k+1-v)+···]]>以所执行的分解为基础，减少要适配的发射功率放大器模型的参数的数量。随着采用 的等式中的 得到关于参数α和β的非线性方程组。
z‾(k-m)=[Σμα‾μy(k-L-μ)]+Σvβ3,v[Σμα‾μ|y(k-v-μ)|2y(k-v-μ)]]]>+Σvβ5,v[Σμα‾μ|y(k-v-μ)|4y(k-v-μ)]+···]]>+Σvβ3‾,v[Σμα‾μ|y(k-v-μ)|2y(k-1-v-μ)]+···]]>图4现在与图3相比较地示出基于劳伦级数展开的等效电路图。
在此，输入信号y(k)一方面直接通过延迟设备VZE21到达加法器ADD20而另一方面通过多个求和/乘法设备BBE21至BBE2i到达FIR滤波器FIR21至FIR2i，该FIR滤波器FIR21至FIR2i被单个连接在求和/乘法设备BBE21至BBE2i之后。FIR滤波器FIR21至FIR2i在输出侧与加法器ADD20连接，借助该加法器ADD20构成信号 该信号 到达被连接在加法器ADD20之后的FIR滤波器FIR20，借助该FIR滤波器FIR20考虑测量接收机中的线性失真。借助FIR滤波器FIR20最终构成信号 与图3相比较，此处所描述的简化的劳伦级数展开在所谓的直接的支路中仅仅包含延迟设备VZE21，借助该延迟设备VZE21实现大约L个时间单位的时间延迟。
基于上面所描述的最小误差平方意义上的目标函数，参数β在给定参数α时通过解线性方程组来确定。
参数α例如可通过迭代过程来确定。随后说明两个示例性的求解方法。
在第一种求解方法中，线性Rx单位脉冲响应直接被估计。在此，附加的索引i描述了迭代过程的第i步。通过方括号来标记所应用的基本矢量。
适用z^i(k-m)=Σμα‾μ,i[y(k-L-v-μ)]+Σvβ3,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|2y(k-v-μ)]]]>+Σvβ5,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|4y(k-v-μ)]+···]]>+Σvβ3‾,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|2y(k-1-v-μ)]+···]]>这个方程组可以利用卷积矩阵(Faltungsmatrix) 来描述z‾~=Y‾iαi‾‾β‾i,]]>其中矢量z‾~=z~(k)z~(k-1)z~(k-2)···]]>和矢量αi‾βi‾]]>包含该参数。
矢量和矩阵着重被说明。因此，最小误差平方意义上的求解通过下式给出αi‾‾βi‾=(Yi*Yi)‾-1Yi*‾z‾]]>在此， 是互相关矩阵而 是互相关矢量。为了求解上面的方程组，不同的迭代或者面向块的方法可被采用。
如果参数 被确定，则该参数 被用于改进卷积矩阵 在迄今的观察中，隐含地以A/D转换器的采样率为前提，该采样率对应于所内插的信号的采样率。可是，如果A/D转换器被限制在其最大的采样率中，则只可支配来自上面给出的方程组的某一行。忽视这些，根据上述说明实现参数的计算，因为所应用的方程组保持完整地被确定。
当只存在实数的A/D转换器、也即只应用上述方程组的欠采样(unterabgetastet)的实数部分时，该参数也保持完整地被确定。
在可替换的第二种求解方法中，以很小的实施花费基于以下关系式z^(k-m)=Σμα~v,i[Σμα‾μ,i-1y(k-L-v-μ)]+Σvβ3,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|2y(k-v-μ)]]]>+Σvβ3,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|4y(k-v-μ)]+···]]>+Σvβ3‾,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|2y(k-1-v-μ)]+···]]>其中利用矢量α~i‾βi‾]]>同样可确定最小误差平方意义上的解。
参数αμ，i可利用以下卷积关系来计算。因为参数 只涉及接收滤波器的所估计的单位脉冲响应的偏差，所以此处少量参数的估计是足够的。
α‾μ,i=α~μ,i*α‾μ,i-1]]>重要的是，在两种求解方法中，通过参数β所说明的模型的线性部分被减少到简单的时间延迟上，并且也可以A/D转换器的所减少的采样率来执行该估计。
通过以上迭代过程，线性波幅因数在值＝1上进行标准化并被转化到参数α中。结果得到在图4中示出的带有记忆的非线性的模型。
示例性地，劳伦级数特别有利地被用作基本函数，可是其中其他的基本函数也可没有限制地被用作多项式。
在此，替代所组合的求和/乘法设备BBE21至BBE2i按照级数展开也可应用分离的求和设备和/或乘法设备。
图5示出具有用于在图4中所说明的参数估计的公式的实施例。在此，辅助信号 至 如下来计算该数字输入信号y(k)一方面直接到达而另一方面通过求和/乘法级到达FIR滤波器。
所应用的FIR滤波器的所有参数αη分别相等并描述接收滤波器RxF2的频率响应的近似。该所有参数αη与可确定的输出信号z(k)一起不同时间延迟地被应用在矩阵-矢量-计算单元中，其中自相关矩阵 或互相关矢量 被计算。欠采样因数u被引入，利用该欠采样因数u可将A/D转换器的采样频率相对D/A转换器的采样频率减少地来驱动。
图6示出根据本发明的装置的原理方框电路图。
与图2相比较，基带输入信号BBIS通过内插设备INT01作为输入信号xi(k)不仅到达称为主支路的第一条支路ZW1而且到达其他与其平行的、称作辅支路的支路ZW2至ZWn。
该主支路和这些辅支路在此代表在图2中所描述的用于预失真的设备PRE2。
j＝1时，第一条支路ZW1串行连续地包含不考虑发射功率放大器的记忆效应的预失真设备PRE11、数字低通滤波器TPF11和考虑记忆效应的失真设备DIS11。输入信号xi(k)通过预失真设备PRE11作为信号xip(k)到达低通滤波器TPF11。该低通滤波器TPF11的输出信号作为信号xip10(k)通过失真设备DIS11作为信号 到达第二条支路ZW2。
2≤j≤n-1时，第j条支路ZWj分别具有互相串联地跟随的元件延迟设备DELj1、第一加法器ADj1、不考虑记忆效应的预失真设备PREj1、数字低通滤波器TPFj1、第二加法器ADj2和考虑记忆效应的失真设备DISj1。
j＝n时，第n条支路ZWn仅仅包含具有延迟设备DELn1、第一加法器ADn1、不考虑记忆效应的预失真设备PREn1、数字低通滤波器TPFn1和第二加法器ADn2的串联电路。
2≤j≤n时，输入信号xi(k)在输入侧被连接到第j条支路ZWj的延迟设备DELj1上。该延迟设备DELj1在输出侧与第一加法器ADj1的第一输入端连接，其中此处通过加法构成误差信号。第一加法器ADj1在输出侧与预失真设备PREj1的第一输入端连接，所构成的误差信号被输送给该预失真设备PREj1的第一输入端。该预失真设备PREj1在输出侧被连接在低通滤波器TPFj1之后，该低通滤波器TPFj1在输出侧与第二加法器ADj2的第一输入端连接。
2≤j≤n时，第j条支路ZWj的第二加法器ADj2在输出侧一方面直接与随后的支路ZWj+1的第二加法器AD(j+1)2的第二输入端以及与随后的第j+1条支路ZWj+1的预失真设备PRE(j+1)1的第二输入端连接。另一方面，该第二加法器ADj2通过第j条支路ZWj的失真设备DISj1与第j+1条支路ZWj+1的第一加法器AD(j+1)1的第二输入端连接。
j＝2时，在第j条支路ZWj中，第二加法器ADj2的第二输入端和预失真设备PREj1的第二输入端与第一条支路ZW1的低通滤波器TPF11的输出端连接，而第一加法器ADj1的第二输入端与第一条支路ZW1的失真设备DIS11的输出端连接。
1≤j≤n-1时，发射功率放大器的被拒绝的估计信号通过第j条支路ZWj的失真设备DISj1来构成并被递交给分别随后的支路的第一加法器AD(j+1)1的第二输入端。借助第n条支路ZWn的第二加法器ADn2构成的合成信号通过数字低通滤波器TPFout作为预失真的信号y(k)到达随后的发射功率放大器。如果所应用的D/A转换器必需很小的采样率，则此处进行采样率的十中抽一。
此处示出的预失真设备PRE11至PREn1鉴于简单的实施实现静态的具有非线性特性曲线的预失真。在此，不考虑发射功率放大器的记忆效应。静态预失真的特性曲线通过上述参数β来确定。
例如利用χ1=1,χ3=Σvβ3,v,χ5=Σvβ5,v,···]]>可计算幂级数展开，该幂级数展开说明发射功率放大器例如在中频处的平均的AM-AM和AM-PM特性。这个特性曲线例如相反地被应用于所内插的输入数据xi(k)。
预失真的信号xip(k)典型地比要采用的D/A转换器具有更高的带宽。因此，来自图6的预失真的输出信号y(k)的带宽被减小到包括频带宽界限上的频率范围的要发射的多载波信号的带宽上。为此，特别有利地应用上述的具有与稍后用于频带限制输入信号的D/A转换器相同的频率响应的低通滤波器TPF11至TPFn1。
预失真的信号xip(k)通过频带限制获得降解。尤其是对较高的频率部分不正确地进行预失真。上述的误差信号按照发射功率放大器的所估计的具有记忆的传递函数与所发射的和相应的时间延迟的信号相比较来确定。
接着观察，通过第一加法器AD21至ADn1分别构成误差信号(“error signal”)，这些误差信号最终被输送给所分配的支路的各自的第二加法器AD22至ADn2。与之相反，失真设备DIS11至DIS31构成发射功率放大器的所估计的输出信号(“output signal”)，其中该所估计的输出信号在考虑发射功率放大器的记忆效应的情况下被构成。第二加法器AD22至ADn2在输出侧构成按比例分配的信号y(k)，该信号级联式地分别通过加法被补充直至最后的支路ZWn，其中在输出侧滤波之后借助低通滤波器TPFout构成该信号y(k)。在此，第一条支路ZW1的所示出的信号xip10(k)同样被观察为按比例分配的信号y(k)，该信号y(k)被递交给随后的支路ZW2。
此处或随后被构造为低通滤波器的数字滤波器同样可被构造为带通滤波器。
图7示出在图6中所描述的其中1≤j≤n-1的失真设备DISj1的基于简化的劳伦级数展开的等效电路图。
如在图4中所描述的那样，此处前提是，在有记忆的发射功率放大器的模型化中线性部分是可分的而在非线性部分的描述中应用简单的时间延迟。这借助延迟设备VZE31来实现，该延迟设备延迟了总共L个时间单位。
代表所观察的所有其他失真设备DISj1，在第一条支路ZW1的失真设备DIS11中，输入信号xip10(k)一方面直接通过延迟设备VZE31到达加法器ADD30，而另一方面通过多个求和设备和/或乘法设备BBE31至BBE3i到达FIR滤波器FIR31至FIR3i，这些FIR滤波器FIR31至FIR3i被单个连接在求和设备和/或乘法设备BBE31至BBE3i之后。
FIR滤波器FIR31至FIR3i在输出侧与加法器ADD30连接，借助该加法器ADD30构成在图6中所描述的信号 为了计算信号 参阅在图4中所说明的相应的公式。
通过发射功率放大器的线性部分按照图6和图7只被实现为时间延迟设备VZE31，确保消除线性信号部分。
剩余的非线性信号部分基本上小于线性信号部分，因此以小信号近似为前提。分别随后的预失真设备或失真设备中的误差信号的放大根据通过预失真设备进行预失真的信号的振幅变化，其中根据图6将该误差信号加到最初的预失真的信号(与预失真设备PREj1(j＝2，...，n)相比较)。
在假设其中m≥n的m条支路的数量的情况下，图8示出在放弃图6中进行的误差信号的预失真的情况下的根据本发明的装置的原理方框电路图。
与图6相比较，该基带输入信号BBIS通过内插设备INT01作为输入信号xi(k)不仅到达被称为主支路的第一条支路ZWG1而且到达其他与其平行的、被称为辅支路的支路ZWG2至ZWGm。
j＝1时，第一条支路ZWG1串行连续地包含被实现为时间变化的预失真的预失真设备PR11、数字低通滤波器TP11和考虑记忆效应的失真设备DS11。输入信号xi(k)通过预失真设备PR11作为信号xip(k)到达低通滤波器TP11。该低通滤波器的输出信号作为信号xip10(k)通过失真设备DS11作为信号 到达第二条支路ZWG2。2≤j≤m-1时，第j条支路ZWGj分别具有延迟设备DLj1、第一加法器Aj1、第二加法器Aj2、数字低通滤波器TPj1和考虑记忆效应的失真设备DSj1。
j＝m时，第m条支路ZWm仅仅包含延迟设备DLm1、第一加法器和第二加法器Am1或Am2以及数字低通滤波器TPm1。
2≤j≤m时，输入信号xi(k)在输入侧被连接到第j条支路ZWGj的延迟设备DLj1上。延迟设备DLj1在输出侧与第一加法器Aj1的第一输入端连接，该加法器Aj1通过加法构成误差信号。第一加法器Aj1在输出侧与低通滤波器TPj1的输入端连接，所构成的误差信号被输送给该低通滤波器TPj1。该低通滤波器TPj1在输出侧与第二加法器Aj2的第一输入端连接。
2≤j≤m-1时，第j条支路ZWGj的第二加法器Aj2在输出侧一方面直接与随后的第j+1条支路ZWGj+1的第二加法器A(j+1)2的第二输入端连接。另一方面，该第j条支路ZWGj的第二加法器Aj2通过第j条支路ZWGj的失真设备DSj1与第j+1条支路ZWGj+1的第一加法器A(j+1)1的第二输入端连接。
j＝2时，在第j条支路ZWGj中，第二加法器Aj2的第二输入端与第一条支路ZWG1的低通滤波器TP11的输出端连接，而第一加法器Aj1的第二输入端与第一条支路ZWG1的失真设备DS11的输出端连接。
1≤j≤m-1时，通过第j条支路ZWj的失真设备DSj1构成发射功率放大器的被拒绝的估计信号并被递交给分别跟随的第j+1条支路ZWj+1。
借助第m条支路ZWm的第二加法器Am2构成的合成信号通过数字低通滤波器TPout作为预失真的信号y(k)到达随后的发射功率放大器。采样率的十中抽一或减少此处针对D/A转换器应具有很小的采样率的情况是可执行的。
紧接着观察，通过第一加法器A21至Am1分别构成误差信号，该误差信号最后被输送给所分配的支路的各自的第二加法器A22至Am2。失真设备DS11至DS31与此相反地构成发射功率放大器的所估计的输出信号，其中该所估计的输出信号在考虑发射功率放大器的记忆效应的情况下被构成。第二加法器A22至Am2在输出侧构成按比例分配的信号y(k)，该信号y(k)级联式地分别通过加法被补充直至最后的支路ZWGm，其中在输出侧滤波之后借助低通滤波器TPout构成信号y(k)。在此，第一条支路ZWG1的所示出的信号xip10(k)同样被观察为按比例分配的信号y(k)，该信号y(k)被递交给随后的支路ZWG2。
在假设其中p≥m的p条支路的数量的情况下，图9示出在放弃图7中所进行的输入信号的预失真的情况下的根据本发明的装置的原理方框电路图。
紧接着观察，通过第一加法器AT21至ATp1分别构成误差信号，该误差信号最后被输送给所分配的支路的各自的第二加法器AT22至ATp2。与此相反，该失真设备D11至D31构成发射功率放大器的所估计的输出信号，其中该所估计的输出信号在考虑发射功率放大器的记忆效应的情况下被构成。第二加法器AT22至ATp2在输出侧构成按比例分配的信号y(k)，该信号y(k)级联式地分别通过加法被补充直至最后的支路Zp，其中在输出侧滤波之后借助低通滤波器Tout构成信号y(k)。在此，第一条支路Z1的所示出的信号xi(k)同样被观察为按比例分配的信号y(k)，该按比例分配的信号y(k)被递交给随后的支路Z2。
图10示出具有用于应用根据本发明的装置的两个发射功率放大器的原理方框电路图。
以上所描述的行为方式按照具有输出信号的系统来描述。该行为方式能够不限制于具有多个功率放大器的系统地来概括。
图11与图10相比较地示出作为用于应用根据本发明的装置的时间离散的等量参数系统的简化的原理方框电路图。
与图10中所描述的推导类似地确定所扩展的方程组，识别针对两个在图10中所描述的功率放大器的模型的参数。
适用 这个方程组的解说明了最小误差平方意义上的最佳情况。上述的用于优化参数α的迭代过程相应地被执行。
图12示出在应用第二发射功率放大器时根据本发明的装置的原理方框电路图。
如此处所描述的，划分数字复基带输入信号，随后给出各两条连接线。对此处所描述的功能框应注意以下情况功能框“预失真，无记忆效应(predistortion，no memoryeffect)”该特性完全类似于图6中所描述的一维情况。仅仅可偏离于此地计算两个参数组，借助该两个参数组从两个输入信号中计算两个输出信号。
功能框“内插(interpolation)”、“数字低通滤波器(digtallow pass filter)”和“十中抽一(decimation)”针对两个输入信号和针对两个输出信号的计算在两个彼此独立的低通滤波器中实现，该低通滤波器具有相同的频率响应。
功能框“包含记忆效应的失真(distortion including memoryeffect)”总模型将两个输入信号组合到公共的输出信号。
此外，引入新的功能框“信号分割(signal partitionig)”，借助该新的功能框将误差信号分配到两个功率放大器上。
在此，当具有高的输入功率和具有高的效率的第一发射功率放大器被实现时，这是特别有利的，由此产生强的失真，而具有较小效率的第二发射功率放大器被驱动，该功率放大器只接收用于校正误差信号的峰值。
如在图8和图9中所描述的那样的简化类似地被执行。
另外特别有利的是，用于根据某些参量进行预失真的所估计的参数、诸如输入信号的功率、功率放大器的温度或者工作电压被存储在表格中。这些参数因此与情况相关地通过加载过程随时可供快速使用。
权利要求
1.用于由基带中所内插的宽带信号x(k)为发射功率放大器(AMP2)构成预失真的信号y(k)的装置，该装置总共具有n条级联的支路(Z1，Z2，Zp)，-其中，1≤j≤n-1时，每第j条支路包含失真设备(D11，D21，D31)，在该失真设备(D11，D21，D31)的输出端上施加该发射功率放大器的所估计的输出信号，其中该所估计的输出信号在考虑该发射功率放大器的记忆效应的情况下被构成，-其中，2≤j≤n时，第j条支路(Z2，Z3，Zp)具有第一加法器(AT21，AT31，ATp1)、第二加法器(AT22，AT32，ATp2)、延迟设备(DV21，DV31，DVp1)和数字滤波器(T21，T31，Tp1)，前述设备被这样连接，使得在输入侧不仅将信号x(k)通过该延迟设备(DV21，DV31，DVp1)输送给用于构成误差信号的第一加法器(AT21，AT31，ATp1)而且将第j-1条支路的所估计的输出信号也输送给该第一加法器(AT21，AT31，ATp1)，使得在输入侧不仅将该误差信号通过该滤波器(T21，T31，Tp1)输送给用于按比例分配构成该信号y(k)的第二加法器(AT22，AT32，ATp2)而且将第j-1条支路的按比例分配构成的信号y(k)输送给该第二加法器(AT22，AT32，ATp2)，-其中，2≤j≤n-1时，在第j条支路中，第二加法器(AT22，AT32，ATp2)在输出侧与该失真设备(D21，D31)的输入端连接，以及-其中，在输入侧将作为按比例分配的信号y(k)的信号x(k)输送给该第一条支路(Z1)的失真设备(D11)。
2.根据权利要求1所述的装置，其中第n条支路的第二加法器在输出侧与被连接在后面的滤波器(TPout)连接，该滤波器(TPou t)构成预失真的信号y(k)。
3.根据权利要求2所述的装置，其中所述被连接在后面的滤波器(TPout)被构造用于对所述预失真的信号y(k)的采样率进行十中抽一。
4.根据前述权利要求之一所述的装置，其中在第一条支路(ZW1)中布置由预失真设备(PRE11)和由数字滤波器(TPF11)组成的串联电路，通过该串联电路所述信号x(k)作为按比例分配的信号y(k)到达所述失真设备(DIS11)，并且其中该预失真设备(PRE11)在不考虑所述发射功率放大器(AMP1)的记忆效应的情况下具有静态特性曲线。
5.根据前述权利要求之一所述的装置，其中分别在所述第一加法器(AD21，AD31，ADn1)和所述随后的数字滤波器(TPF21，TPF31，TPFn1)之间布置在不考虑记忆效应的情况下具有静态特性曲线的预失真设备(PRE21，PRE31，PREn1)，该预失真设备(PRE21，PRE31，PREn1)通过附加的输入端与前面的支路的失真设备(DIS11，DIS21，DIS31)的输入端连接。
6.根据前述权利要求之一所述的装置，其中所述各自的数字滤波器(TPF21，TPF31，TPFn1)被构造为低通滤波器或者带通滤波器。
7.根据前述权利要求之一所述的装置，-其中，第一条支路中的所述各自的失真设备包含用于延迟L个时间单位的第一延迟设备以及在其他支路中分别包含具有求和设备和/或乘法设备以及具有FIR滤波器的串联电路，并且在输入侧分别将该失真设备的输入信号输送给这些支路，以及-其中，这些支路在输出侧与用于构成该失真设备的输出信号的加法器连接。
8.根据权利要求7所述的装置，其中所述失真设备按照以下减少的劳伦级数展开来确定尺寸z~(k-m1)=y(k-l)+Σvβ3,v|y(k-v)|2y(k-v)+Σvβ5,v|y(k-v)|4y(k-v)+...]]>+Σvβ3‾,v|y(k-v)|2y(k-1-v)+Σvβ3‾,v|y(k-v)|2y(k+1-v)+...]]>其中y作为该失真设备的输入信号，k作为时间单位，β作为参数并且其中 作为该失真设备的输出信号。
9.根据权利要求8所述的装置，其中具有多个解的迭代过程在最小误差平方的意义上通过下式利用参数α和β来确定α‾i‾βi‾=(Yi*Yi‾)-1Yi*‾z‾.]]>
10.根据权利要求8所述的装置，其中具有多个解的迭代过程在最小误差平方的意义上通过下式利用参数α和β来确定α‾i‾βi‾=(Y~i*Y~i‾)-1Y~i*‾z‾]]>并确定卷积关系α‾μ,i=α~μ,i*α‾μ,i-1.]]>
11.根据权利要求8至10之一所述的装置，其中，每个预失真设备的静态特性曲线通过参数β这样来确定，使得发射功率放大器特性在中频处被反向说明。
12.根据前述权利要求之一所述的装置，其中，多个发射功率放大器的输出信号被总结成总输出信号，该总输出信号被用于产生频带受限制的控制信号。
13.用于由基带中所内插的宽带信号x(k)为发射功率放大器的构成预失真的信号y(k)的方法，总共具有n条级联的支路，-其中，在第一条支路中，该信号x(k)作为按比例分配的信号y(k)被输送给用于构成该第一条支路的所估计的输出信号的信号失真，其中该信号失真在考虑该发射功率放大器的记忆效应的情况下实现，-其中，2≤j≤n时，在第j条支路中，前面的第j-1条支路的所估计的输出信号与时间延迟的信号x(k)一起被总计成误差信号，-其中，2≤j≤n时，在第j条支路中，该误差信号被滤波并与前面的第j-1条支路的按比例分配构成的信号y(k)被总计成第j条支路的按比例分配的信号y(k)，以及-其中，2≤j≤n-1时，在第j条支路中，第j条支路的按比例分配构成的信号y(k)被输送给用于构成第j条支路的所估计的输出信号的信号失真，其中该信号失真在考虑该发射功率放大器的记忆效应的情况下实现。
14.根据权利要13所述的方法，其中，在第n条支路中滤波所述按比例分配的信号y(k)。
15.根据权利要求13或者14所述的方法，其中，在第一条支路中，该用于构成按比例分配的信号y(k)的信号x(k)被进行预失真并被滤波，其中在不考虑所述发射功率放大器的记忆效应的情况下执行该预失真。
16.根据权利要求13至15之一所述的方法，其中每个误差信号在不考虑所述发射功率放大器的记忆效应的情况下预失真地与所述按比例分配的信号y(k)相加。
17.根据权利要求13至16之一所述的方法，其中所述失真按照以下减少的劳伦级数展开来执行z~(k-m1)=y(k-l)+Σvβ3,v|y(k-v)|2y(k-v)+Σvβ5,v|y(k-v)|4y(k-v)+...]]>+Σvβ3‾,v|y(k-v)|2y(k-1-v)+Σvβ3‾,v|y(k-v)|2y(k+1-v)+...]]>其中y作为要失真的输入信号，k作为时间单位，其中β作为参数而且其中 作为失真的输出信号。
18.根据权利要求17所述的方法，其中具有多个解的迭代过程在最小误差平方的意义上通过下式利用参数α和β来确定α‾i‾βi‾=(Yi*Yi‾)-1Yi*‾z‾.]]>
19.根据权利要求17所述的方法，其中具有多个解的迭代过程在最小误差平方的意义上通过下式利用参数α和β来确定α‾i‾βi‾=(Y~i*Y~i‾)-1Y~i*‾z‾]]>并确定卷积关系α‾μ,i=α~μ,i*α‾μ,i-1.]]>
20.根据权利要求17至19之一所述的方法，其中每个预失真设备的静态特性曲线通过参数β这样来确定，使得发射功率放大器特性在中频处被反向说明。
全文摘要
本发明涉及具有至少三条支路的用于由所内插的宽带的基带信号x(k)为发射功率放大器构成预失真信号y(k)的装置和方法，信号x(k)分别在输入侧被连接在该至少三条支路上。在此，第一条支路包含用于考虑发射功率放大器的记忆效应的失真设备，在输入侧将信号x(k)输送给该失真设备。2≤j≤n时，每个其他的第j条支路相互串联地包含具有在输入侧被输送的信号x(k)的延迟设备、第一加法器、数字低通滤波器和第二加法器，其中通过第二加法器构成的输出信号被用于构成预失真的信号y(k)。第一条支路的预失真设备在输入侧与第二条支路的第二加法器的其他的输入端连接而在输出侧与第二条支路的第一加法器的其他的输入端连接。
文档编号H04L27/34GK1784879SQ200480012048
公开日2006年6月7日 申请日期2004年4月2日 优先权日2003年5月7日
发明者B·杰龙内克 申请人:西门子公司