专利名称：一种适用于突发传输系统的定时和大频偏联合估计方法
技术领域：
本发明涉及一种应用于采用特定帧结构的突发传输系统，尤其是基于正交频分复用(OFDM)技术的B3G无线通信系统的定时和大频偏联合估计算法。
背景技术：
人们对通信的探索和不断产生的需求推动了通信技术的飞速发展。由于第三代移动通信系统IMT-2000传输速率有限，难以适应IP和多媒体业务增长的需要，世界各国对超三代(B3G)移动通信系统的研究也早已广泛展开。在无线多径衰落信道下，高的数据传输速率必将引入严重的码间干扰，使串行传输变得非常困难，乃至不可行。作为一种高效的并行传输技术，OFDM将高速数据流并行在多个子载波上传输，增强了抵抗码间干扰和信道衰落的能力，从而被认为是下一代移动通信系统中极具发展前景的技术之一。然而也正因为OFDM信号为多个正交子载波的叠加，即便小频率偏移也会破坏子载波间的正交性，降低了系统性能，因此OFDM对频率偏移远比单载波系统敏感，同步技术的好坏成为决定OFDM能否应用于移动无线环境中的关键问题之一。
由于无线通信系统中的信道是多径时变的，不同用户信号所经历的信道多径时延和多谱勒频移各不相同，同时收发端的晶振频率不可避免地存在频率偏差，这些因素决定了接收端如要准确解调信号必须对用户信号进行同步，即定时和频偏估计。如何提高同步精度和鲁棒性，也是同步算法设计中的一个重要问题。
经典的同步方法多采用m序列或Gold序列等，大频偏破坏了这些PN序列的自相关和互相关特性，从而导致定时错误，而且常见的时域频偏估计算法的捕获范围至多为几个子载波带宽。虽然对此已经有多种改进算法，但往往复杂度较高，实现起来比较困难。
发明内容
针对现有技术中存在的问题，本发明提出了一种适用于突发传输系统的定时和大频偏联合估计方法。与现有技术相比，本发明提出的定时频偏联合估计方法在不增加复杂度的前提下，不仅克服了频偏对定时的影响，而且能够进行粗频偏估计，频偏捕获范围几乎等于整个系统带宽。
根据本发明，提供了一种适用于突发传输系统的定时和大频偏联合估计方法，所述方法包括步骤(1)在所述突发传输系统的发送端的定时符号中发送一个PN序列对，所述PN序列对包括PN序列c1和其配对序列c2；(2)在所述突发传输系统的接收端产生同样的PN序列对，并且将所述PN序列对分别与所接收的信号进行滑动相关，从而得到两个相关输出序列；(3)在这两个相关输出序列中搜索各自的粗定时点θ1、θ2；(4)利用θ1、θ2之间的相对距离，得出由于频偏的存在而导致的定时误差和大频偏估计 (5)对于第一个相关输出序列，按照预定的准则得到定时相关值 (6)根据所述定时相关值 和所述定时误差而得到精确的定时估计 根据本发明的技术方案，通过接收端进行同步，复杂度低，不仅克服了大频偏对定时相关的严重影响，而且利用了所采用的PN序列的特性，在时域进行大频偏估计，频偏估计范围接近整个系统带宽，同时不会引入高峰平功率比PAPR，又非常适合应用在多用户系统中。
下面结合附图并参照具体实施方式
来描述本发明，其中图1是本发明采用的定时训练符号结构示意图；图2是本发明建议的接收机定时处理过程框图；图3是根据本发明的参考系统的定时方差和归一化频率偏移关系曲线；图4是根据本发明的参考系统的频率偏移估计和归一化频率偏移关系曲线；图5是根据本发明的参考系统的MSE性能曲线和小数归一化频率偏移的关系曲线；图6是根据本发明的参考系统的大频偏估计方差和小数归一化频率偏移的关系曲线。
具体实施例方式
在本发明中，定时和频偏联合估计方法在一个无线帧内进行，实现用户接收信号的定时同步和频偏的粗估计。
图1是根据本发明的在发送端采用的定时训练符号结构示意图，它嵌在突发传输系统无线帧中传输。在该训练符号中同时传输长为N的PN序列c1和c2，在接收端产生同样的PN序列c1和c2，并分别与接收信号进行相关处理，得到用于定时的两个相关输出。
其中所述的PN序列对c1和c2应相互正交，其周期自相关函数在存在整数频偏ΔF(对于OFDM系统而言，ΔF为与子载波带宽归一化后的频偏)且|ΔF|≤N(N为PN序列长度)时，应分别满足下面公式所表述的重要特征RΔF(k)=1NΣn=0N-1c1(n-k)ej2πN(n-k)ΔFc1*(n)=C1(k,ΔF)δ(k-ΔF)]]>RΔF′(k)=1NΣn=0N-1c2(n-k)ej2πN(n-k)ΔFc2*(n)=C2(k,ΔF)δ(k+ΔF).]]>除此之外，序列c1和c2还满足傅立叶变换具有恒定的幅值、有良好的自相关和互相关特性等要求。
一种可能的生成长度为N＝K2的调制正交序列的方法c＝{c(k)}，0≤k≤K2-1其中的元素c(k)=exp{j2πK[b(k1)+k0h(k1)]},k=k0K+k1]]>其中b为一个映射，bX→R，X＝{0，1，2，...，K-1}，R表示实数集合。h(k1)＝mh′(k1)mod(K)，其中h′为双射，h′X→X，m为K的一个素数，因此h也是双射，hX→X。
令m＝1，h′(k1)＝k1，则有h(k1)＝k1，且令b(k1)＝k1，得到一个PN序列c(k)=exp{j2πK[k1+k0k1]}=exp{j2πKk1(1+k0)},0≤k≤K2-1]]>该PN序列和其共轭序列经过验证满足本发明中c1和c2的要求。
图2是本发明在接收端上使用时的具体算法框图。
接收到用户数据后，两个匹配滤波器模块(MF)分别实现本地产生的PN序列c1和c2与接收信号的滑动相关，产生两个相关输出序列。接着，根据预定的准则，两个粗定时点θ1和θ2由粗定时估计器得到。最后，利用PN序列c1和c2的特性，得到精确的定时点和大频偏估计。
在使用最大值标准来估计粗定时点θ1和θ2时，匹配滤波器MF的输出被接收功率归一化，粗定时估计器可以利用公式4来估计θ1和θ公式4θ1=maxn|MF1(n)|RP(n),θ2=maxn|MF2(n)|RP(n)]]>这里MFi(n)=Σk=0N-1r(n+k)ci*(k)]]>是MF的输出，RP(n)=Σk=0N-1|r(n+k)|2]]>是接收到的序列功率。
在使用域值标准来估计粗定时点θ1和θ2时，匹配滤波器MF的输出被接收功率归一化，粗定时估计器可以利用公式5来估计θ1和θ公式5MF1(θ1)RP(θ1)>T,MF2(θ2)RP(θ2)>T]]>这里T是域值，用来满足要求的误警概率和检测概率当对粗定时估计应用有效性评价标准时，定时和大频偏估计器根据|θ1-θ2|＜Nf，判断有效，否则无效。这里，Nf是系统所能允许的最大频率偏移。如果粗定时无效，粗定时点θ1，θ2进行再估计。
在获得粗定时点后，利用θ2和θ1相减结果乘以合适的因子得到大频偏估计，其中乘法因子的确定与所选取的两正交PN序列性质有关。在本发明的一个优选实施例中，定时和大频偏估计器根据公式6进行精确定时和大频偏估计公式6定时估计 大频偏估计ΔF^=θ1-θ22]]>这里， 是定时相关值，可以根据要求的性能或硬件复杂性进行估计或设置为零。当有多径先于最强径到达，同时能量大于最强径时， 被估计用来消除符号间干扰。具体可以根据公式7，搜索粗定时点之前的较强径得到。
公式7MFi(θ~)RP(θ~)>βMFi(θi)RP(θi),θ~∈[θi-R,θi]]]>这里β是一个预定义的域值，满足要求的检测概率和误警概率；R是预定义的时间范围，用来进行定时搜索。
图3是本发明在子载波个数为1024、载频2GHz、系统带宽16MHz、信道模型为M.1225 Vehicular A的条件下，定时方差与归一化频偏ΔF之间的关系曲线，可以看出，当频偏大于-450而小于450时，定时误差的均值和方差皆很小，而当频偏小于-450或大于450，定时误差均值和方差迅速增大，这表明本文提出的定时算法能够承受的频偏至少为从-450到+450个子载波带宽，这个范围非常之大，接近90％的系统带宽(1024个子载波带宽)。
在与图3相同条件下，图4是频偏估计与归一化频偏ΔF之间的关系曲线，同样，本发明提出的频偏估计算法的捕获范围至少为从-450到+450共900个子载波带宽，接近90％的系统带宽(1024个子载波带宽)。
图5和图6分别是定时MSE和频偏估计MSE与小数频率偏移的关系曲线。可以看到，即使在小数频偏的情形下，本方法仍能获得很好的性能。
权利要求
1.一种适用于突发传输系统的定时和大频偏联合估计方法，所述方法包括步骤(1)在所述突发传输系统的发送端的定时符号中发送一个PN序列对，所述PN序列对包括PN序列c1和其配对序列c2；(2)在所述突发传输系统的接收端产生同样的PN序列对，并且将所述PN序列对分别与所接收的信号进行滑动相关，从而得到两个相关输出序列；(3)在这两个相关输出序列中搜索各自的粗定时点θ1、θ2；(4)利用θ1、θ2之间的相对距离，得出由于频偏的存在而导致的定时误差和大频偏估计 (5)对于第一个相关输出序列，按照预定的准则得到定时相关值 (6)根据所述定时相关值 和所述定时误差而得到精确的定时估计
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述PN序列对中的c1和c2相互正交，其周期自相关函数RΔF(k)，R′ΔF(k)在存在整数频偏ΔF，且|ΔF|≤K时，其中K为PN序列长度，应分别满足下面的公式RΔF(k)=1NΣn=0N-1c1(n-k)ej2πN(n-k)ΔFc1*(n)=C1(k,ΔF)δ(k-ΔF)]]>RΔF′(k)=1NΣn=0N-1c2(n-k)ej2πN(n-k)ΔFc2*(n)=C2(k,ΔF)δ(k+ΔF).]]>
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述精确的定时估计 所述大频偏估计ΔF^=θ1-θ22.]]>
4.根据权利要求3所述的方法，其中所述定时相关值 根据所需的性能设置为零。
5.根据权利要求3所述的方法，其中在多径先于最强径到达，同时能量大于最强径时，所述定时相关值 用于消除符号间干扰，并且根据以下公式得出MFi(θ~)RP(θ~)>βMFi(θi)RP(θi),θ~∈[θi-R,θi]]]>其中β是预定的域值，以满足要求的检测概率和误警概率，R是预定的时间范围，用于进行定时搜索。
6.根据权利要求1所述的方法，其中粗定时估计器使用最大值标准来估计所述粗定时点θ1和θ2时，利用以下公式来估计θ1和θ2θ1=maxn|MF1(n)|RP(n),]]>θ2=maxn|MF2(n)RP(n)]]>其中MFi(n)=Σk=0N-1r(n+k)ci*(k)]]>是匹配滤波器MF的输出，RP(n)=Σk=0N-1|r(n+k)|2]]>是接收到的序列功率。
7.根据权利要求1所述的方法，其中粗定时估计器使用域值标准来估计所述粗定时点θ1和θ2时，利用以下公式来估计θ1和θ2MF1(θ1)RP(θ1)>T,]]>MF2(θ2)RP(θ2)>T,]]>其中T是域值，用来满足所需的误警概率和检测概率，MF1(θ1)、MF2(θ2)是匹配滤波器MF的输出，RP(θ1)、RP(θ2)是接收端的接收的序列功率。
8.根据权利要求6或7所述的方法，其中还包括对于粗定时估计进行有效性评价的步骤，即使得|θ1-θ2|＜Nf，其中Nf是系统所能允许的最大频率偏移，如果粗定时无效，粗定时点θ1，θ2进行再估计。
全文摘要
一种适用于突发传输系统的定时和大频偏联合估计方法，所述方法包括步骤(1)在所述突发传输系统的发送端的定时符号中发送一个PN序列对，所述PN序列对包括PN序列c
文档编号H04L27/26GK1642160SQ20051000009
公开日2005年7月20日 申请日期2005年1月7日 优先权日2005年1月7日
发明者张平, 张洁, 周云, 张建华, 安载泳 申请人:北京邮电大学