专利名称：干扰信号检测装置及使用该检测装置的ofdm接收装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种正交频分复用(下文记作OFDM)传输方式的信号接收中检测干扰信号的干扰信号检测装置及使用该检测装置的OFDM接收装置，具体来说，涉及接收信号由于带有频率选择性的干扰信号的影响致使解调性能变差时对干扰信号的检测以及改进技术。
背景技术：
当前地面广播的数字化正在付诸实用。日本、欧洲采用OFDM传输方式作为地面数字电视广播方式。日本地面数字电视广播中OFDM传输方式筹划制定成为规范。上述规范在社团法人電波産業会标准规范″地面数字电视广播的传输方式，ARIB STD-B31 1.1版″第2章第8页″ISDB-T方式概要″中第2～9行有所披露。
现说明与本发明相关的现有技术。OFDM传输方式将数据分配给互相正交的多个载波进行调制解调。各载波可利用QPSK(Quadrature Phase Shift Keying正交相移键控)、QAM(Quadrature Amplitude Modulation正交调幅)、DQPSK(Differential Quadrature Phase ShiftKeying差分正交相移键控)等调制方式进行调制。
采用上述QPSK、QAM这种同步调制方式作为载波调制方式时，发送信号中可插入导频信号。导频信号可在频率方向和时间方向上按一定间隔插入。OFDM信号解调时用导频信号进行传输路径特性的运算。可以将根据该导频信号算出的传输路径特性在频率和时间方向上插补，并得到相对于全部载波的基准信号。于是根据相对于基准信号的振幅差、相位差得到发送数据序列。接着对经过解调的数据序列进行纠错码处理。
由此，数字广播可获得与现有的模拟电视广播相比较为良好的接收质量。
但由于广播电波的接收环境，受所谓多径的反射波的影响，有时会发生特定载波的信号电平的衰落。另外，同频段存在模拟电视广播电波等干扰信号的情况下，有时会受干扰信号的影响致使解调性能下降。插入导频信号的频率位置有时会发生强多径干扰所造成的信号电平衰落，或有干扰信号存在。这种情况下，尤其是成为解调时基准的传输路径特性有误推定发生，因而与无多径干扰、无干扰信号的情况相比会使解调性能大大下降。
为此，所知的方法为检测传输信号所受到的干扰，算出与所检测出的干扰量相对应的加权量，对解调信号作加权处理进行软判定，提高纠错单元的纠错能力。这一现有的构成披露于例如社团法人電子情報通信学会编、今井秀樹著的″码理论″、コロナ出版社、1990年1月出版、第2章-″码理论的基础概念″、2.4.3节-″白高斯通信路径的最似然解调″中的第37～38页。
作为干扰信号的检测方法，所知的有对经过解调的信号进行硬判定，求出经过解调的信号和硬判定后的信号两者的差分，在时间方向上对差分值进行积分求得并利用各载波的分散信息。上述现有的构成披露于例如日本特開2001-44965号公报。
另外，所知的方法还有求出导频信号的平均振幅和各导频信号的振幅两者间的误差，检测有无与导频信号的频率一致的干扰。有干扰存在的情况下，不使用受到干扰的导频信号，将无干扰的前后导频信号经过插补的值替代用作导频信号。上述现有的构成披露于例如日本特開平11-252040号公报。
如上所述，现有的干扰信号检测装置和OFDM接收装置中，从OFDM载波的分散信息当中检测频率选择性干扰，在纠错处理中加以利用。或者根据导频信号的误差信息将受到干扰信号影响的导频信号置换为不受干扰影响的、导频信号经过插补所获得的信号。利用上述方法来设法防止因干扰信号所造成的接收性能下降。
但如日本特開2001-44965号公报所述的构成从经过解调的信号和硬判定后的信号两者间的差分检测干扰信号的情况下，有可能会计算同与发送点不同的信号变换点的解调信号差分。另外，为了减小误推定的影响而要伴随对一定时间所得到的数据的平均化处理，因而会难以求出瞬时的干扰信号量。
另外，日本特開平11-252040号公报所述构成中，由于检测的是导频信号的平均振幅和各导频信号的振幅两者间的误差，所以会难以瞬时求出准确的干扰信号量。
发明内容
本发明的干扰信号检测装置，就每个码元提取OFDM信号中周期性配置的导频信号，对给出根据导频信号所算出的传输路径特性的信号进行逆向快速傅里叶变换(下文记作IFFT)运算，变换为时间轴的信号。对IFFT运算结果所得的时间轴信号设定阈值，其数值大于阈值的信号将其值置换为零(下文记作″0″)，进行快速傅里叶变换(下文记作FFT)运算，变换为频域信号。
接着，算出FFT运算所得到的信号的振幅或功率之后，在时间方向和频率方向上进行内插处理。然后，就每个OFDM载波计算插补后所得到的信号作为OFDM信号频段内的干扰信号量。通过在OFDM信号软判定时使用干扰信号量的信息，从而可以检测干扰信号，并提高对包含干扰在内的信号的纠错能力。
另外，有的以提高OFDM信号接收性能为目的，对信号进行在时间方向和频率方向上改变排列的交织处理。此时，可通过将对OFDM信号进行的交织处理也应用于所检测出的干扰信号，使数据在频率和时间上与干扰信息相关联。
另外，本发明的干扰信号检测装置，除了干扰信息以外也可以将干扰信息在频率方向上的平均值作为整个OFDM信号频段所包含的干扰信号量加以利用。利用此构成，可进一步检测干扰信号，提高对包括干扰在内的信号的纠错能力。
另外，本发明的干扰信号检测装置，也可以对IFFT运算之前瞬间和FFT运算之后瞬间的信号增加乘以窗函数的处理。通过引入窗函数，进一步对IFFT运算结果所得到的时间轴的信号进行阈值处理的情况下，能够拓宽阈值的设定范围。
本发明的干扰信号检测装置包括IFFT运算单元、阈值处理单元、FFT运算单元、减法处理单元(下文也简称为减法单元)、以及干扰检测单元。IFFT运算单元对根据导频信号算出的传输路径特性进行IFFT运算。阈值处理单元将作为IFFT运算单元的IFFT运算结果得到的时间轴的信号与阈值比较，在时间轴的信号低于阈值时将数值置换为″0″。FFT运算单元对阈值处理单元所处理的信号进行FFT运算变换为频率轴的信号。减法处理单元从根据导频信号所算出的传输路径特性的信号当中减去从FFT运算单元得到的频率轴的信号。干扰检测单元在时间方向和频率方向上对减法处理得到的信号作内插处理，算出OFDM信号频带中相加的干扰信号。
可利用此构成，检测干扰信号，并提高对包括干扰在内的信号的纠错能力。
本发明的干扰信号检测装置具有包括传输路径推定单元、IFFT运算单元、阈值处理单元、以及FFT运算单元这种构成。传输路径推定单元得到根据导频信号算出的传输路径特性，基于导频信号的配置规则在时间方向和频率方向上对根据导频信号算出的传输路径特性进行内插处理。IFFT运算单元对从传输路径推定单元得到的给出全部OFDM载波的传输路径特性的信号进行IFFT运算。阈值处理单元将作为IFFT运算单元的IFFT运算结果得到的时间轴的信号与阈值比较，在时间轴的信号高于阈值时将数值置换为″0″。FFT运算单元通过对阈值处理单元所处理的信号进行FFT运算变换为频率轴的信号来算出干扰信号。
可利用此构成，检测干扰信号，并提高对包括干扰在内的信号的纠错能力。
本发明的干扰信号检测装置具有包括传输路径推定单元、IFFT运算单元、阈值处理单元、FFT运算单元、以及减法处理单元这种构成。传输路径推定单元得到根据导频信号算出的传输路径特性，基于导频信号的配置规则在时间方向和频率方向上对根据导频信号算出的传输路径特性进行内插处理。IFFT运算单元对从传输路径推定单元得到的给出全部OFDM载波的传输路径特性的信号进行IFFT运算。阈值处理单元将作为IFFT运算单元的IFFT运算结果得到的时间轴的信号与阈值比较，在时间轴的信号低于阈值时将数值置换为″0″。FFT运算单元对阈值处理单元所处理的信号进行FFT运算变换为频率轴的信号。减法处理单元通过从根据导频信号所算出的传输路径特性的信号当中减去从FFT运算单元得到的频率轴的信号来算出干扰信号。
可利用此构成，检测干扰信号，并提高对包括干扰在内的信号的纠错能力。
本发明的OFDM接收装置包括接收信号FFT运算单元(下文也简称为FFT运算单元)、导频提取单元、传输路径特性推定单元(下文也称为传输路径推定单元)、除法单元、软判定单元、纠错单元、以及上述某一个干扰信号检测装置。接收信号FFT运算单元将接收信号变换为频域信号。导频提取单元从频域信号当中提取导频信号算出导频信号所在的载波的传输路径特性。传输路径特性推定单元在时间方向和频率方向上对导频提取单元所算出的传输路径特性进行插补，算出全部OFDM载波的传输路径特性的推定值。除法单元将接收信号FFT运算单元的输出除以传输路径特性的推定值。软判定单元根据发送信号点至接收信号点的距离算出似然度。纠错单元利用似然度进行纠错。按照干扰信号检测装置所检测出的干扰信号对似然度进行修正。
可利用此构成，提高对包括干扰在内的信号的接收能力。
图1为示出本发明第1实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其构成的框图；图2示出的为该实施例中频带大致中央部相加有干扰信号的OFDM信号；图3示出的为该实施例中从图2所示的OFDM信号当中提取的导频信号；图4示出的为该实施例中对图3所示的导频信号进行IFFT运算所得信号的振幅特性；图5示出的为该实施例中对图4所示的信号进行阈值处理后进行FFT运算所得信号的振幅特性。
图6示出的为该实施例中得到干扰信息的OFDM载波和未得到干扰信息的OFDM载波；图7为示出本发明第1实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置另一构成的框图；图8为示出本发明第2实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其构成的框图；图9为示出本发明第3实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其部分构成的框图；图10示出的为该实施例中窗口单元所用的窗函数例；图11A示出的为该实施例中具有窗口处理所产生的IFFT运算结果；图11B示出的为该实施例中没有窗口处理所产生的IFFT运算结果；图12示出的为该实施例中逆向窗口单元的输出信号例；图13为示出本发明第4实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其部分构成的框图；图14示出的为该实施例中减法单元处理前后的信号例；图15为示出本发明第5实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其构成的框图；图16为示出本发明第5实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置另一构成的框图；图17为示出本发明第6实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其构成的框图；图18为示出本发明第6实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置另一构成的框图。
标号说明1调谐单元、2A/D变换单元、3正交检波单元、4FFT运算单元(接收信号FFT运算单元)、5导频提取单元、6传输路径推定单元(传输路径特性推定单元)、7除法单元、8，20IFFT运算单元、9，18阈值处理单元、10，21FFT运算单元、11干扰检测单元、12，41，42软判定单元、13纠错单元、14解交织单元、15信号质量运算单元、16窗口单元、17逆向窗口单元、19减法处理单元(减法单元)
具体实施例方式
下面参照
本发明实施例。
(第1实施例)首先说明实现本发明干扰信号检测装置和OFDM接收装置的一例装置构成。图1为示出本发明第1实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其构成的框图。图1中，干扰信号检测装置包括调谐单元1、A/D变换单元2、正交检波单元3、FFT运算单元(接收信号FFT运算单元)4、导频提取单元5、传输路径推定单元6、除法单元7、IFFT运算单元8、阈值处理单元9、FFT运算单元10、干扰检测单元11、软判定单元12、以及纠错单元13。
调谐单元1对所接收到的OFDM信号进行选台。A/D变换单元2将调谐器所选台的信号变换为数字信号后输出。正交检波单元3对OFDM信号进行正交检波后输出。FFT运算单元4将从正交检波单元3得到的信号变换为频域信号后输出。导频提取单元5提取周期性插入OFDM信号的导频信号。接着将所提取的导频信号与基准值相比较，算出导频信号所在的载波的传输路径特性后输出。传输路径推定单元6在时间方向和频率方向上对导频提取单元5所算出的导频信号所在的载波的传输路径特性进行插补，算出全部OFDM载波的传输路径特性的推定值后输出。除法单元7将FFT运算单元4变换为频域信号的信号除以传输路径推定单元6所推定的传输路径特性的推定值，并输出除法运算结果。
IFFT运算单元8对导频提取单元5所算出的、给出传输路径特性的信号进行IFFT运算，变换为时域信号后输出。对1码元期间从导频提取单元5得到的信号进行IFFT运算。从导频提取单元5得到的信号在频率方向上离散且周期性配置有导频信号，所以比OFDM载波总数少。举例来说，日本地面数字广播方式中，导频信号在频率方向上每12路载波配置一次，输入IFFT运算单元8的信号总数为OFDM载波总数的1/12。而且，日本地面数字广播方式中，为OFDM载波数最多的传输参数(称为方式3，载波总数为5617路)这种情况下，每一码元的导频载波数为468路或469路。因此，IFFT运算的点数在本实施例中设定为512点。但本发明其点数不限于512点。
阈值处理单元9在从IFFT运算单元8得到的信号比预先设定的阈值大的情况下，置换为″0″后输出。而从IFFT运算单元8得到的信号属于比阈值小的数值的情况下按原样输出。另外，从IFFT运算单元得到的数值为复数的情况下，将矢量的大小与阈值相比较，在矢量的大小低于阈值的情况下，实部·虚部一起置换为″0″。
FFT运算单元10对阈值处理单元9的输出进行FFT运算，变换为频域信号后输出。FFT运算单元10中FFT运算的点数与IFFT运算单元8采取相同的数。
这里用图2～图5从导频提取单元5开始说明IFFT运算单元8、阈值处理单元9、FFT运算单元10所处理的具体例。现以OFDM信号的载波总数为5617路、载波间隔约1kHz、在频率方向上每12路载波配置一次导频信号的情况为例进行说明。
图2为示出本实施例中受到干扰信号影响的信号其传输路径特性(振幅特性)的概念图。对于OFDM传输信号的整个频带相加一定量(按照C/N比约15dB)的白噪声。干扰信号位于OFDM信号频带的大致中央部位。
图3用×记号示出的为本实施例中根据图2的OFDM信号所含的导频信号求出的传输路径特性(振幅特性)。图3的特性相当于图1中导频提取单元5的输出。如图3所示，在干扰信号位置与导频信号位置重叠或相近的情况下，可根据导频信号的振幅特性检测出干扰信号的存在。
图4示出的为对本实施例中图3的导频信号进行IFFT运算处理后的结果。纵轴为对数变换后的信号功率，横轴为按IFFT点示出的时间。图4的信号通常可称为延迟轮廓等名称，有时用来掌握信号的传输路径特性。这一构成在例如日本特開2000-115087号公报有所披露。IFFT运算结果可得到IFFT点数(512点)的复数信号，但运算结果在频率方向上具有对称性，所以图4中仅示出256点。另外，运算结果的峰值修正为0dB进行显示。另外，阈值处理单元10所设定的阈值同时也示于图4。
阈值处理单元10在图4的信号功率值高于阈值的情况下，将该复数信号值置换为″0″。就阈值来说，算出例如IFFT运算结果的功率，对于功率的峰值设定为-15dB的功率值。另外，阈值也可以对于IFFT运算结果的矢量进行设定。可以利用以上的阈值处理变更对OFDM信号分量和干扰信号分量两者进行划分的电平。
另外，上述说明中形成为对IFFT运算结果的峰值设定阈值，但OFDM信号的传输路径特性在整个频带范围内固定不变为基准电平的情况下也可以对于所得的运算结果值设定阈值。此时，OFDM信号因延迟波而增强或减弱的情况下，不受功率峰值变动的影响。
下面图5示出阈值处理单元9对图4的信号进行阈值处理后由FFT运算单元10进行FFT运算后的结果。如图5所示，可通过算出FFT运算结果的矢量，来检测频带内的干扰信号、相加的白噪声的噪声量。另外，FFT运算单元10和IFFT运算单元8的运算点数相同，所以FFT运算单元10输出信号的频率位置与导频提取单元5的输出信号相一致。
下面说明干扰检测单元11。干扰检测单元11在时间方向和频率方向上对从FFT运算单元10得到的信号进行内插处理。对从导频提取单元5得到的给出传输路径特性的信号进行处理得到FFT运算单元10的输出信号。因此，与导频信号同样，为频率方向和时间方向上的周期性信息。图6示出的为本实施例中FFT运算单元10所得到的干扰信号信息和OFDM传输信号的载波配置两者间的关系。图中横轴为频率轴(载波方向)，纵轴为时间轴(码元方向)。图中的×记号为得到干扰信息的OFDM载波位置，而○记号则表示未得到干扰信息的OFDM载波位置。如前文所述，图6中得到干扰信息的OFDM载波位置与配置有导频信号的OFDM码元位置相同。通过对×记号位置的载波的干扰信息进行内插处理可得到○记号位置的载波的干扰信息。干扰信息的插补方法也可以在频率方向和时间方向上按直线进行插补，也可以利用具有适当分接数的滤波处理进行插补。另外，也可以以例如5～10码元期间这种固定不变的短期的码元期间使所得的干扰信息经过平均的数值作为干扰信号输出。
软判定单元12利用从除法单元7得到的解调数据进行软判定，输出所得到的结果。这里，所谓的软判定系指算出接收信号点和发送信号点两者间的欧几里德距离，判断为欧几里德距离越小似然度越高这种方法。另外，也可以利用欧几里德距离以外的方法算出接收信号点和发送信号点两者间距离，将所得的距离作为似然度利用。
此外，软判定单元12利用从干扰检测单元11得到的干扰信息来修正软判定结果。举例来说，对于干扰信息的大小设定阈值，对于超过阈值这种大干扰所在的载波进行修正使先前求出的似然度降低。另外，也可根据干扰信息的大小相应变更似然度的加权量。
纠错单元13用从软判定单元12得到的对接收数据的软判定结果进行纠错处理。
上面利用图1说明本发明第1实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其装置构成例，但也可形成为图7这种构成。图7在具有解交织单元14方面不同于图1。图7中对于与图1相同的构成用相同标号，说明从略。
解交织单元14对实施过交织处理的接收信号进行解交织处理。交织处理系指以提高OFDM信号的接收特性为目的，在信号发送时按照一固定的规则替换数据在时间方向、频率方向上的排列这种处理。发送时进行过交织处理的情况下，在信号接收时需要基于信号还原这种处理，故将此称为解交织处理。
解交织单元14对从除法单元7得到的解调数据将排列替换为发送侧进行交织处理之前的数据排列。此时，需要按照与数据的排列替换相同的规则对从干扰检测单元11得到的干扰信息进行排列替换。如上所述，可通过对解调数据和干扰信息进行解交织处理，来保持解调数据和干扰信息两者间的关系。解交织单元14输出的是解交织处理后的解调数据和解交织处理后的干扰信息。
另外，对于干扰信息也可只替换频率方向的排列，不进行时间的替换。这时，最好经过与交织期间相对应的期间算出干扰信息的时间平均值。
而且，图1中的软判定单元12尽管所用的是从干扰检测单元11得到的干扰信息，但图7中的软判定单元41其不同之处在于，对从解交织单元14得到的解调数据和干扰信息进行取得处理。
(第2实施例)现说明本发明第2实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其构成。
图8为示出本发明第2实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其构成的框图。图8中，干扰信号检测装置包括调谐单元1、A/D变换单元2、正交检波单元3、FFT运算单元4、领示提取单元5、传输路径推定单元6、除法单元7、IFFT运算单元8、阈值处理单元9、FFT运算单元10、干扰检测单元11、软判定单元42、纠错单元13、以及信号质量运算单元15。图8中，对于与图1相同的构成用相同标号，说明从略。图8构成与图1不同之处在于，信号质量运算单元15与干扰检测单元11连接，软判定单元42对除法单元7的输出信号根据干扰检测单元11的输出信号和信号质量运算单元15的输出信号进行判定。
现对信号质量运算单元15进行详细说明。
信号质量运算单元15算出OFDM信号的信号质量。干扰检测单元43对多个OFDM载波分别算出信号中所包含的干扰信号信息。另一方面，信号质量运算单元15对从干扰检测单元11得到的干扰信号信息算出频率方向的平均值，算出所接收的信号整个频带的信号质量。将每1码元或一固定的码元期间的平均值设定为信号质量。
软判定单元42可以根据从干扰检测单元11得到的频率方向的干扰信息、以及从信号质量运算单元15得到的时间方向的干扰信息，进行软判定。
另外，本实施例中尽管说明的是软判定单元42使用从信号质量运算单元15得到的信号质量信息的情况，但也可用于其它目的。举例来说，可考虑用于监测等以作为接收广播时确定天线设置方向用的指标。
(第3实施例)现说明本发明第3实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置。
图9为示出本发明第3实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其部分构成的框图。图9中的构成对图1构成中的导频提取单元5以后的IFFT运算单元8、阈值处理单元9、FFT运算单元10、干扰检测单元11为止的构成增加窗口单元16和逆向窗口单元17。现对窗口单元16和逆向窗口单元17作详细说明。
窗口单元16对进行IFFT运算的信号进行窗口处理，本实施例的构成中，得到导频信号，对导频信号进行窗口处理。现对窗口处理进行说明。图10示出的为本实施例中加窗口时所用的窗函数的形状，横轴为IFFT点所示的频率，纵轴为以峰值为1经过归一化处理的振幅值。图10作为示例示出称为哈宁窗的窗函数。窗函数其频率方向上具有与窗口单元16后级的IFFT运算单元的点数相同的数值，中心具有1.0这种数值，随着离开中心渐渐接近0.0。
本实施例构成中，对以复数形式得到的导频信号乘上窗函数值(实数值)。导频信号总数相对于IFFT运算或FFT运算点数较少的情况下，对不足的部分实部和虚部均补充为″0″数值。而且，导频信号总数相对于IFFT运算或FFT运算点数较少的情况下，设法使窗函数的中心(具有1.0数值)在频率方向上排列时与大致中心位置的导频信号相乘。由此可以使位于最低频率的载波位置的导频信号和位于最高频率的载波位置的导频信号分别相乘的窗函数值为基本相同值。
另外，图10中尽管以哈宁窗为例示出，也可以采用具有其它形状的窗函数。
图11A和图11B示出本实施例中IFFT运算单元8将从受到多径干扰的OFDM信号当中提取的导频信号变换为时域信号的输出信号。图11A为进行窗口单元16处理的情形，而图11B为不进行窗口单元16处理的情形。各图的纵轴为经过对数变换的功率值，横轴为用IFFT点所示的时间。可知道有IFFT运算单元8输出值的副瓣其宽度随窗口单元16变窄这种效果。可利用窗口单元16将阈值处理单元9所设定的阈值设定得较低。另外，在无窗口单元16的情况下，IFFT运算单元输出在低于约-20dB的区域具有宽度，所以与阈值重叠。
下面说明逆向窗口单元17。逆向窗口单元17对FFT运算单元10所输出的信号乘以逆向窗函数后输出。逆向窗口单元17所乘的所说逆向窗函数，为窗口单元16所用的窗函数的倒数。
图12示出的为本实施例中逆向窗口单元17的输出信号例。与第1实施例的图5情况同样，本实施例中的OFDM信号在OFDM传输信号频带大致中央处与干扰信号相加，而整个频带内与白噪声相加。阈值处理单元9所设定的阈值与IFFT运算单元8的运算结果其峰值相比较为-24dB。图12示出的为对每一频率算出从逆窗口单元17得到的信号其振幅。如图12所示，可检测出频带内的干扰信号、所相加的白噪声的噪声量。
另外，对于本构成结果所得到的干扰信息的利用方法而言，与第1实施例或第2实施例相同故而省略。
(第4实施例)现说明本发明第4实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置。图13为示出本发明第4实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其部分构成的框图。图13中，对于与图9相同的构成用相同标号，说明从略。图13构成与图9相比，在阈值处理单元18、减法单元19、以及信号质量运算单元15方面有所不同。现对阈值处理单元18和减法单元19作详细说明。信号质量运算单元15其构成与图8中的信号质量运算单元15相同。
图1、图7、图8以及图9的阈值处理单元9将IFFT运算单元8的运算结果与阈值相比较，将大于阈值的数值置换为″0″。相反，阈值处理单元18得到IFFT运算单元8的运算结果，在从IFFT运算单元8得到的数值小于预先设定的阈值时作为″0″输出。数值大于阈值时则按原样输出。另外，从IFFT运算单元8得到的数值为复数的情况下，将矢量的大小与阈值相比较。
减法单元19得到逆向窗口单元17的输出和导频信号。接着，从导频信号当中减去从逆向窗口单元17得到的信号。减法单元19对以复数形式得到的导频信号和以复数形式得到的逆向窗口单元的输出信号处于相同频率位置的信号彼此进行减法处理后输出。
图14示出的为本实施例中窗口单元16和减法单元19得到的导频信号、减法单元19得到的信号、以及减法单元19的输出例。各信号如前文所述，各信号以复数形式输出，但为了便于说明，对每一频率分量算出振幅值并示出。
图14中用的信号将多径干扰与OFDM信号相加的同时，还将干扰信号与频带大致中央部位相加。另外，在整个频带内相加有白噪声。可以根据图14中减法单元19输出值的振幅信息检测出与OFDM信号相加的干扰信号等噪声的频率信息。
另外，对于本构成结果所得到的干扰信息的利用方法而言，与第1实施例或第2实施例相同故而省略。
(第5实施例)现说明本发明第5实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置。图15为示出本发明第5实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其构成的框图。图15中，对于与图1相同的构成用相同标号，说明从略。图15构成与图1相比，在软判定单元42、IFFT运算单元20、FFT运算单元21、以及信号质量运算单元15方面有所不同。软判定单元42尽管其构成与图8中的软判定单元42相同，但不同之处在于输入信号之一来自于FFT运算单元21。信号质量运算单元15其构成与图8中的信号质量运算单元15相同。
IFFT运算单元20从传输路径推定单元6得到传输路径特性的信息。第1实施例至第4实施例构成中的IFFT运算单元8从导频提取单元5得到OFDM信号的1码元期间所含的导频信号路数这一数目的信号。另一方面，本实施例的IFFT运算单元20从传输路径推定单元6得到给出1码元数量的传输路径特性的信号。IFFT运算单元20从传输路径推定单元6得到的信号与除法单元7从传输路径推定单元6得到的信号相同。举例来说，与第1实施例说明时的例子相同，为OFDM载波数最多的传输参数(称为方式3，载波总数为5617)情况下，IFFT运算的点数为8192点。另外，本实施例中，FFT运算单元21所需的运算点数也可与FFT运算单元4的点数相同，使FFT运算单元21与FFT运算单元4共同。
阈值处理单元9进行与第1实施例至第3实施例构成说明相同的处理。但IFFT运算单元20的运算点数增加，所以1码元期间所处理的信号其点数也增加。
FFT运算单元21对从阈值处理单元9得到的信号进行其运算点数与IFFT运算单元20相同的FFT运算后输出。第1实施例至第3实施例构成中的FFT运算单元10的输出为在频率和时间方向上离散的数值，所以需要干扰检测单元11的内插处理，但本实施例构成中，可获得对于全部OFDM载波的干扰信息，因而不需要进行插补。
可以算出从FFT运算单元21得到的数值按时间方向、例如5～10码元期间这种固定的短期码元期间的平均值，作为干扰信号输出至软判定单元42。
本实施例中，根据经过内插处理的传输路径特性算出干扰信息，因而与第1实施例至第3实施例构成相比可算出精度更高的干扰信息。另外，图16为示出本实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其构成的另一框图。如图16所示，也可形成为增加窗口单元16、逆向窗口单元17这种构成。所用的窗函数其点数随IFFT运算和FFT运算的点数而增加，但所得到的效果与第3实施例相同。此外与图15不同之处在于，输入至软判定单元42的输入信号来自于逆向窗口单元17。
(第6实施例)现说明本发明第6实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置。图17为示出本发明第6实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其构成的框图。图17中，对于与图15相同的构成用相同标号，说明从略。图17构成与图15中构成相比，在阈值处理单元18和减法单元19方面有所不同。阈值处理单元18和减法单元19其构成与图13中的阈值处理单元18和减法单元19相同。
IFFT运算单元20从传输路径推定单元6得到给出1码元数量的传输路径特性的信号。阈值处理单元18得到IFFT运算单元20的运算结果，从IFFT运算单元20得到的数值小于预先设定的阈值时作为″0″输出。数值大于阈值时按原样输出。阈值处理单元18进行与第4实施例构成的说明相同的处理。但IFFT运算单元20的运算点数增加，所以1码元期间所处理的信号其点数也增加。
FFT运算单元21对从阈值处理单元18得到的信号进行其运算点数与IFFT运算单元20相同的FFT运算后输出。第4实施例构成中的FFT运算单元10的输出为在频率和时间方向上离散的数值，所以需要干扰检测单元11的内插处理，但本实施例构成中，可获得对于全部OFDM载波的干扰信息，因而不需要进行插补。
减法单元19得到FFT运算单元21的输出和传输路径推定单元6的输出信号。接着，从传输路径推定单元6的输出信号当中减去从FFT运算单元21得到的信号。减法单元19对以复数形式得到的传输路径推定单元6的输出信号和以复数形式得到的FFT运算单元21的输出信号处于相同频率位置的信号彼此进行减法处理后输出。
可以算出从减法单元19得到的数值按时间方向、例如5～10码元期间这种固定的短期码元期间的平均值，作为干扰信号输出至软判定单元42。
本实施例中，根据经过内插处理的传输路径特性算出干扰信息，因而与第4实施例构成相比可算出精度更高的干扰信息。另外，图18为示出本实施例中包括干扰信号检测装置在内的OFDM接收装置其构成的另一框图。如图18所示，也可形成为增加窗口单元16、逆向窗口单元17这种构成。所用的窗函数其点数随IFFT运算和FFT运算的点数而增加，但所得到的效果与第4实施例相同。
(工业实用性)综上所述，本发明的干扰信号检测装置及OFDM接收装置，可高精度检测OFDM信号频带内存在的干扰信号量。尤其是可按码元为单位进行处理，所以可以防止干扰信号量的误推定，不需要对一定时间内所得到的干扰信号作平均化处理。由此，在对相加过随时间变化的干扰信号的OFDM信号解调时，可改进接收性能，作为正交频分复用传输方式的接收设备相当有用。
权利要求
1.一种干扰信号检测装置，其特征在于，用所分配的信息信号对在传输频段内具有互相正交频率关系的多个载波进行调制，对于用所述信息信号调制后的多个载波接收周期性插有已知导频信号的OFDM传输信号，检测所接收到的信号中所含的干扰信号，所述干扰信号检测装置包括对根据导频信号算出的传输路径特性进行IFFT运算的IFFT运算单元；将作为所述IFFT运算单元的IFFT运算结果得到的时间轴的信号与阈值比较、在所述时间轴的信号高于所述阈值时将数值置换为零的阈值处理单元；对所述阈值处理单元所处理的信号进行FFT运算变换为频率轴的信号的FFT运算单元；以及在时间方向和频率方向上对从所述FFT运算单元得到的频率轴的信号作内插处理、算出OFDM信号频带中相加的干扰信号的干扰检测单元。
2.如权利要求1所述的干扰信号检测装置，其特征在于，还包括对根据所述导频信号算出的传输路径特性实施乘以窗函数的运算的窗口单元；以及对从所述FFT运算单元得到的频率轴的信号乘以所述窗口单元中所乘的窗函数的倒数的逆向窗口单元。
3.如权利要求1或2所述的干扰信号检测装置，其特征在于，还包括算出从所述干扰检测单元得到的频率方向的干扰信号的信息的平均值、作为所接收到的整个信号频带的干扰信号电平算出的信号质量运算单元。
4.一种干扰信号检测装置，其特征在于，用所分配的信息信号对在传输频段内具有互相正交频率关系的多个载波进行调制，对于用所述信息信号调制后的多个载波接收周期性插有已知导频信号的OFDM传输信号，检测所接收到的信号中所含的干扰信号，所述干扰信号检测装置包括对根据导频信号算出的传输路径特性进行IFFT运算的IFFT运算单元；将作为所述IFFT运算单元的IFFT运算结果得到的时间轴的信号与阈值比较、在所述时间轴的信号低于所述阈值时将数值置换为零的阈值处理单元；对所述阈值处理单元所处理的信号进行FFT运算变换为频率轴的信号的FFT运算单元；从根据所述导频信号算出的传输路径特性的信号当中减去从所述FFT运算单元得到的频率轴的信号的减法处理单元；以及在时间方向和频率方向上对从所述减法处理得到的信号作内插处理，算出OFDM信号频带中相加的干扰信号的干扰检测单元。
5.如权利要求4所述的干扰信号检测装置，其特征在于，还包括对根据所述导频信号算出的传输路径特性实施乘以窗函数的运算的窗口单元；以及对从所述FFT运算单元得到的频率轴的信号乘以所述窗口单元中所乘的窗函数的倒数的逆向窗口单元。
6.如权利要求4或5所述的干扰信号检测装置，其特征在于，还包括算出从所述干扰检测单元得到的频率方向的干扰信号的信息的平均值，作为所接收到的整个信号频带的干扰信号电平算出的信号质量运算单元。
7.一种干扰信号检测装置，其特征在于，用所分配的信息信号对在传输频段内具有互相正交频率关系的多个载波进行调制，对于用所述信息信号调制后的多个载波接收周期性插有已知导频信号的OFDM传输信号，检测所接收到的信号中所含的干扰信号，所述干扰信号检测装置包括获取根据导频信号算出的传输路径特性、基于所述导频信号的配置规则在时间方向和频率方向上对根据所述导频信号算出的传输路径特性进行内插处理的传输路径推定单元；对从所述传输路径推定单元得到的表示全部OFDM载波的传输路径特性的信号进行IFFT运算的IFFT运算单元；将作为所述IFFT运算单元的IFFT运算结果得到的时间轴的信号与阈值比较，在所述时间轴的信号高于所述阈值时将数值置换为零的阈值处理单元；以及通过对所述阈值处理单元所处理的信号进行FFT运算变换为频率轴的信号来算出干扰信号的FFT运算单元。
8.如权利要求7所述的干扰信号检测装置，其特征在于，还包括对所述传输路径推定单元所算出的传输路径特性实施乘以窗函数的运算的窗口单元；以及对从所述FFT运算单元得到的频率轴的信号乘以所述窗口单元中所乘的窗函数的倒数的逆向窗口单元。
9.如权利要求7或8所述的干扰信号检测装置，其特征在于，还包括算出从所述FFT运算单元得到的频率方向的干扰信号的信息的平均值，作为所接收到的整个信号频带的干扰信号电平算出的信号质量运算单元。
10.一种干扰信号检测装置，其特征在于，用所分配的信息信号对在传输频段内具有互相正交频率关系的多个载波进行调制，对于用所述信息信号调制后的多个载波接收周期性插有已知导频信号的OFDM传输信号，检测所接收到的信号中所含的干扰信号，所述干扰信号检测装置包括获取根据导频信号算出的传输路径特性、基于所述导频信号的配置规则在时间方向和频率方向上对根据所述导频信号算出的传输路径特性进行内插处理的传输路径推定单元；对从所述传输路径推定单元得到的表示全部OFDM载波的传输路径特性的信号进行IFFT运算的IFFT运算单元；将作为所述IFFT运算单元的IFFT运算结果得到的时间轴的信号与阈值比较，在所述时间轴的信号低于所述阈值时将数值置换为零的阈值处理单元；对所述阈值处理单元所处理的信号进行FFT运算变换为频率轴的信号的FFT运算单元；以及通过从根据所述导频信号所算出的传输路径特性的信号当中减去从所述FFT运算单元得到的频率轴的信号来算出干扰信号的减法处理单元。
11.如权利要求10所述的干扰信号检测装置，其特征在于，还包括对所述传输路径推定单元所算出的传输路径特性实施乘以窗函数的运算的窗口单元；以及对从所述FFT运算单元得到的频率轴的信号乘以所述窗口单元中所乘的窗函数的倒数的逆向窗口单元。
12.如权利要求10或11所述的干扰信号检测装置，其特征在于，还包括算出从所述减法处理单元得到的频率方向的干扰信号的信息的平均值，作为所接收到的整个信号频带的干扰信号电平算出的信号质量运算单元。
13.一种OFDM接收装置，其特征在于，包括将接收信号变换为频域信号的接收信号FFT运算单元；从所述频域信号当中提取导频信号算出所述导频信号所在的载波的传输路径特性的导频提取单元；在时间方向和频率方向上对所述导频提取单元所算出的传输路径特性进行插补、算出全部OFDM载波的传输路径特性的推定值的传输路径特性推定单元；将所述接收信号FFT运算单元的输出除以所述传输路径特性的推定值的除法单元；根据发送信号点至接收信号点的距离算出似然度的软判定单元；以及利用所述似然度进行纠错的纠错单元，还包括权利要求1或4所述的干扰信号检测装置，按照所述干扰信号检测装置所具有的干扰检测单元所算出的干扰信号，对所述似然度进行修正。
14.一种OFDM接收装置，其特征在于，包括将接收信号变换为频域信号的接收信号FFT运算单元；从所述频域信号当中提取导频信号算出所述导频信号所在的载波的传输路径特性的导频提取单元；在时间方向和频率方向上对所述导频提取单元所算出的传输路径特性进行插补、算出全部OFDM载波的传输路径特性的推定值的传输路径特性推定单元；将所述接收信号FFT运算单元的输出除以所述传输路径特性的推定值的除法单元；根据发送信号点至接收信号点的距离算出似然度的软判定单元；以及利用所述似然度进行纠错的纠错单元，还包括权利要求7所述的干扰信号检测装置，按照所述干扰信号检测装置所具有的FFT运算单元所算出的干扰信号，对所述似然度进行修正。
15.一种OFDM接收装置，其特征在于，包括将接收信号变换为频域信号的接收信号FFT运算单元；从所述频域信号当中提取导频信号算出所述导频信号所在的载波的传输路径特性的导频提取单元；在时间方向和频率方向上对所述导频提取单元所算出的传输路径特性进行插补、算出全部OFDM载波的传输路径特性的推定值的传输路径特性推定单元；将所述接收信号FFT运算单元的输出除以所述传输路径特性的推定值的除法单元；根据发送信号点至接收信号点的距离算出似然度的软判定单元；以及利用所述似然度进行纠错的纠错单元，还包括权利要求10所述的干扰信号检测装置，按照所述干扰信号检测装置所具有的减法处理单元所算出的干扰信号，对所述似然度进行修正。
全文摘要
本发明披露一种检测干扰信号并能够提高对包括干扰在内的信号的纠错能力的干扰信号检测装置，以及能够提高对包括干扰在内的信号的接收能力的OFDM接收装置。该干扰信号检测装置和OFDM接收装置其IFFT运算单元对根据导频信号算出的传输路径特性进行IFFT运算。阈值处理单元在作为IFFT运算结果得到的时间轴的信号高于阈值时将数值置换为“0”。FFT运算单元对阈值处理单元所处理的信号进行FFT运算变换为频率轴的信号。干扰检测单元设法在时间方向和频率方向上对从FFT运算单元得到的频率轴的信号作内插处理，并算出OFDM信号频带中相加的干扰信号。
文档编号H04J11/00GK1820440SQ20058000068
公开日2006年8月16日 申请日期2005年6月30日 优先权日2004年7月5日
发明者谷口友彦 申请人:松下电器产业株式会社