专利名称：调制装置、调制方法以及解调装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及调制装置、调制方法以及解调装置，并且涉及使频率利用效率提高，从而以有限的频带传输更多数据的技术。
背景技术：
以往无线通信技术的进步与普及非常迅猛，频率资源的开发的需求持续不断。据预测，到2010年，人们将利用各种各样的经无线化的多媒体机器，结果，频率不足的问题也将无处不在。
为了实现频率利用效率的改善，人们已经开发出比如ASK、PSK、CDMA以及OFDM等各种调制方式。人们还进行了如专利文献1和专利文献2所述的SSB(Single Side Band)方式的改进。
顺便提及的是，当前视为频率利用效率最高的调制方式为组合了OFDM和正交调制的调制方式，其数据传输速率为2Bit/sec/Hz。
专利文献1美国专利第6,091,781号(日本专利申请特开平11-239189号公报)专利文献2日本专利申请特开2003-134069号公报发明内容发明要解决的课题OFDM方式中，由于可将副载波一半一半地重复配置，因此频率利用效率会上升。然而，由于OFDM方式作为输入信号使用未成形的脉冲串本身，所以形成OFDM的各个载波即副载波，就需要奈奎斯特频率的2倍的频带，而该奈奎斯特频率为脉冲传输速率的2倍的频率。因此，理想的是对脉冲波进行频带限制来进一步提高频率利用效率。
本发明旨在提供一种调制装置和调制方法，能形成频率利用效率显著提高的OFDM信号，并提供一种将该OFDM信号解调的解调装置。
解决课题的方案在本发明的一个方面，调制装置的结构包括调制单元，以具有奈奎斯特频率的2倍差的载波频率，对具有奈奎斯特滚降频率特性的调制对象信号进行调制；以及合成单元，通过将调制单元的输出合成而得到调制信号，该调制信号相对调制对象信号具有2倍的速率且具有相同的奈奎斯特滚降倾斜。
根据上述结构，由于将倍速波重叠在同一个频率上而不改变奈奎斯特特性的滚降倾斜成为可能，所以能够抑制频宽增加，并能够传输更多的数据。结果，能够得到频率利用效率显著提高的调制信号(OFDM信号)。
在本发明的另一个方面，调制装置的结构包括标准速率调制单元，以具有奈奎斯特频率的2倍差的载波频率，对具有奈奎斯特滚降频率特性的第一调制对象信号进行调制，从而形成标准速率调制信号；2n倍速调制单元，以具有奈奎斯特频率的2n+1倍差的载波频率，对第二调制对象信号进行调制，从而形成2n倍速调制信号，该第二调制对象信号相对第一调制对象信号具有相同的奈奎斯特滚降频率特性且具有2n(n 2)倍的速率；以及合成单元，将标准速率调制信号和2n倍速调制信号合成。
根据上述结构，由于可在同一频率上将2n倍速调制信号重叠在标准速率调制信号中而不改变奈奎斯特特性的滚降倾斜，所以在合成单元得到能够抑制频宽的增加，且能够传输更多的数据的调制信号(OFDM信号)。
发明效果这样，根据本发明，能够形成频率利用效率比以往显著提高的调制信号OFDM信号。
图1A是表示OFDM通信的脉冲波形的图，图1B是表示其频谱的图，图1C是表示奈奎斯特滚降脉冲的频谱的图，而图1D是表示奈奎斯特滚降脉冲波形的图；图2A是表示将周期为T的奈奎斯特波以T/2插入的情形的图，而图2B是表示将周期为T/2的奈奎斯特波以T/2插入的情形的图；图3是表示OFDM信号的副载波配置的图；图4是用来说明滚降率校正函数的图；图5A是表示使码元速率为T的奈奎斯特波毗连的情形的图，图5B是表示合成了码元速率为T的奈奎斯特波的情形的图，图5C是表示码元速率为T/2的奈奎斯特波的情形图；图6A是表示根据本发明的方式的滚降率α＜1的情形的图，图6B是表示根据本发明的方式的滚降率α＝1的情形的图，而图6C是表示根据以往的方式的滚降率α＝1的情形的图；图7A是表示使用本发明的等频宽副载波的填充方法的图，图7B是表示使用本发明的多种副载波的填充方法的图，而图7C是表示以往的OFDM中的副载波的填充方法的图；图8A是表示一种通过等频宽副载波的填充方法的图，图8B是表示根据本发明能够复用的副载波的第一示例图，图8C是表示根据本发明能够复用的副载波的第二示例图，而图8D是表示根据本发明能够复用的副载波的第三示例图；图9是表示第一实施例中的调制装置的结构的图；图10是表示第一实施例中的解调装置的结构的图；图11是表示第二实施例中的调制装置的标准速率单元(第一速率单元)的结构的图；图12是表示第二实施例中的调制装置的第二速率单元的cosine系统的结构的图；图13是表示第二实施例中的调制装置的第二速率单元的sine系统的结构的图；图14是表示第二实施例中的解调装置的结构的图；以及图15是表示速度相异2倍的副载波之间的相互相关函数的特性的图。
具体实施例方式
(1)原理在当前的调制方式中频率利用效率最高的方式为OFDM(正交频分复用)。然而，在OFDM中，由于对输入的脉冲信号并没有进行任何波形成形，所以，被称为副载波的各个载波需要奈奎斯特频率的2倍的带宽。本发明使用经过频率利用效率较高的奈奎斯特滤波器处理的信号群并使用韦达(Viete)公式，从而设计出使副载波密度提高的新调制方式，并进一步显著提高OFDM的频率利用效率。
首先说明本发明的原理。
首先，使用图1简单地说明OFDM中的脉冲波的带限。
如图1A所示，设码元周期为T(sec)时，OFDM通信的脉冲波的频率特性SOFDM(ω)由下式表示，其脉冲波形为如图1B所示。
数1SOFDM(ω)=|sinπωTπωT|·········(1)]]>虽然频谱分量无限地波动，可是作为主要分量的中心部分的宽度为4π/T。在此由ωp表示的带宽，通常称为奈奎斯特频带。
另一方面，用于一般的数字通信的调制中，通过将脉冲的高频分量除去到极限程度，来抑制所需的频率分量。因此，奈奎斯特滚降滤波器用于该处理。图1D是表示通过该滤波器后的波形的图，其中将周期扩展为2T。该信号SNyquist(t)由下式表示。
数2sNyquist(t)=A(t)sinπtTπtTtcosαπtT1-(2αtT)2·········(2)]]>通过对由图1C所示的频率特性曲线所决定的频谱特性进行傅立叶变换，就能得到该信号。使用图1C所示的称为滚降率α的压缩率，频宽由下式表示。
数32πT(1+α),0≤α≤1·········(3)]]>电平为0.5的频率中特性曲线为奇对称是奈奎斯特频率特性的必要条件，而在与将该频率作为对称轴的同一频率特性的信号之间能确保频率正交性。
(1-1)在1码元期间容纳2个码元本发明的发明人首先考虑在1码元期间容纳2个码元。
如图2A所示，奈奎斯特脉冲在码元周期T的区间可容纳1个。因为在码元周期T的区间没有可允许容纳其它脉冲的零点(null point)。
因此，在本发明中，将SNyquist(t)乘以具有相同周期的cosine波。由此得到下式，成为图2B所示的状态。
数4sNyquist(t)|α=1×cosω0t=Asin2ω0t2ω0t·········(4)]]>由于该信号在码元周期T的区间具有零点，可将该信号的形状的新的奈奎斯特波配置于零位置。
这是本发明所采用的原理之一。
但是，一般考虑此时频宽成为2倍。
(1-2)将容纳2个码元的频带缩短于是，本发明的发明人等提案到将容纳码元的频带缩短。
如图3所示，OFDM是一种将副载波用带宽BW的一半来重复地配置于频域上的通信方式。
由于在OFDM方式中使用未经成形的脉冲，无法缩短副载波各自的频带或者相互之间的频率间隔。
于是，提供一种奈奎斯特信号的合成方法，抑制频带的增加并实现2倍的传输速率。
首先，按下式定义滚降率α。在此，在下式中σ0(t)为用于校正滚降率的函数(以下称为“滚降率校正函数”)，如图4的实线所示。在此，由ω0代表的角频率位置表示奈奎斯特的剩余对称原理的对称轴位置，在本实施方式中将ω0称为奈奎斯特频率。
数5sNyquist(t)=Asinω0tω0tσ0(t)=Asinω0tω0t{ω0πcosαω0t1-(2αω0tπ)2}·········(5)]]>其中σ0(t)=ω0π[11-(2αω0tπ)2]]]>图5是表示基于奈奎斯特信号的频谱定义的2个波的合成的图。
奈奎斯特信号，在倾斜的中间点，斜率在频率轴上成为奇对称。因此，即使如图5A所示，将该部分作为对称轴重复2个码元速率相同的奈奎斯特信号，也可以在接收端将信号彼此分离。
另一方面，具有图5A的各个奈奎斯特信号的2倍码元速率的奈奎斯特信号成为图5C所示的那样不言而喻。在图5A和图5C之间，倾斜部分所需的频率有2倍的差异。
本发明的特点之一为提供一种方法和装置，通过以图5A的配置合成2个奈奎斯特信号，来实现倾斜部分保留图5A的斜率而且码元速率如图5B所示成为2倍的奈奎斯特信号。
首先，使用式(5)的滚降率校正函数σ0(t)表示图5C所示的奈奎斯特信号，则如下式所示。
数6sNyquist-5C(t)=Asin2ω0t2ω0tσ0-4C(t)=Asin2ω0t2ω0t{2ω0πcos2αω0t1-(4αω0tπ)2}·········(6)]]>下面，说明有关图5B的奈奎斯特信号的生成。
奈奎斯特信号的标准表达式如上所示。如果将载波频率相偏离2ω0的2个上述奈奎斯特信号相加，则如下式所示。
数7sNyquist-5B(t)=Asin2ω0t2ω0tσ0(t)cos(n-1)ω0t+Asin2ω0t2ω0tσ0(t)cos(n+1)ω0t]]>=Asinω0tω0tσ0(t){cos(n-1)ω0t+cos(n+1)ω0t}]]>=Asinω0tω0tσ0(t)2cosω0tcosnω0t]]>=2Asin2ω0t2ω0tσ0(t)cosnω0t]]>=2Asin2ω0t2ω0t{ω0πcosαω0t1-(2αω0tπ)2}cosnω0t·········(7)]]>该式(7)含有与式(4)相同的表现形式，且包含上述本发明的第一原理。此外，式(7)是利用韦达的公式进行展开的。
在此，为与图5C进行比较，在式(7)中设为n＝0就能得到下式，由此能够证明倾斜部分的斜率保留图5A的斜率。
数8
sNyquist-5B(t)=2Asin2ω0t2ω0t{ω0πcosαω0t1-(2αω0tπ)2}·········(8)]]>将该结果与根据以往方法的奈奎斯特信号的频谱进行比较，该奈奎斯特信号具有2倍的码元速率。
图6表示将滚降率α扩大直到等于1时的各种情形的频谱。也就是说，图6A表示根据本发明的方式的滚降率α＜1的情形，图6B表示根据本发明的方式的滚降率α＝1的情形，而图6C是表示根据以往的方式的滚降率α＝1的情形。
从图6可知，滚降率α＝1时，相对于根据以往的方式的具有2倍码元速率的奈奎斯特信号的带宽BW2，根据本发明的方式的话仅需其的75％的带宽BW1。
下面，在图7和图8中表示采用了上述原理的本发明的OFDM波的构成方法。
图7A表示通过使用本发明的等频宽副载波的填充方法，图7B表示通过使用本发明的多种副载波的填充方法，而图7C表示以往的OFDM中的副载波的填充方法。
图7中所示，在以往的容纳n个副载波的OFDM中，在本发明的方式下能够容纳n+1个副载波。图7C表示以往的OFDM中副载波为3个的情形。图7A表示通过本发明容纳多1个即4个副载波的情形。此外，图7B表示将速率较慢的副载波填入的方法，其中使每个中心频率尽可能地成为与以往的OFDM相同的值。
图8是表示通过本发明就能够复用多种副载波的图。图8A表示通过等频宽副载波的一种填充方法，图8B表示根据本发明可重叠的副载波的第一个例子，图8C表示根据本发明可重叠的副载波的第二个例子，而图8D表示根据本发明可重叠的副载波的第三个例子。
在此，图8A、图8B、图8C和图8D分别表示在两端部分具有相同频率曲线的、且速率逐次倍增的副载波。由于这些信号基本上正交，可以重叠于同一个频带。于是，与以往的OFDM不同，由于可重复使用同一个频带，所以实现频率利用效率的显著提高。
然而，由于在高速端的数据串中连续出现相同状态时，一部分的速率会成为与低速端相同的速率，因此，为了在高速端不出现相同状态(所谓的“零连续”)，进行传输系统的编码变换规则上出现的AMI(Alternative Mark Inversion)编码或HDBn(High Density Bipolar n)、BnZS(Bipolar with n Zeros Substitution)、4B-3T(Bbinary，Tternary)、mBIC(m-ary complimentary)等编码为佳。此外，由于CMI(Coded Mark Inversion)会提高代码速率，不适用于此。
此外，由于无法避免相同状态连续出现两次，需要使用高4倍以上的速率的数据串而不使用最接近的2倍速的串。
下面说明本发明中的正交性的原理。图8A的例子中，标准速率的8个奈奎斯特波，以相同频率间隔且滚降频率特性为0.5的点作为复用的基准而配置。不言而喻，奈奎斯特波在该点正交。
如果将滚降率设为α，根据上式(6)，此时的奈奎斯特波由下式表示。
数9sNyquist(t)m=Asinω0tω0tσ0(t)cosmω0t=Asinω0tω0t{ω0πcosαω0t1-(2αω0tπ)2}cosmω0t·········(9)]]>式(9)中，m为用于将载波频率表示为mω0(t)的整数，如下式所示。
数10m＝2n+1，(n0，±1，±2，…)………(10)图8B是具有图8A的奈奎斯特波的2倍的速率，其通过图7A的相邻的2个波的合成而生成，且根据上式(7)，由下式表示。
数112Asin2ω0t2ω0t{ω0πcosαω0t1-(2αω0tπ)2}cosm2ω0t·········(11)]]>式(11)中，m2用于将载波频率表示为m2ω0(t)，且由下式表示。
数12m2＝2n+2+4k，(n0，±1，±2，…)(k0，±1，±2，…)………(12)图8C具有图8A的奈奎斯特波的4倍的速率。为了避免上述零连续的出现导致速度下降到低级速率，在此采用了4倍。
图8C通过图8B的相邻的2个波的合成而生成，且根据上式(11)的合成，由下式表示。
数132Asin4ω0t4ω0t{ω0πcosαω0t1-(2αω0tπ)2}cosm3ω0t·········(13)]]>式(13)中，m3用于将载波频率表示为m3ω0(t)，且由下式表示。
数14m3＝2n+4+8k，(n0，±1，±2，…)(k0，±1，±2，…)………(14)图8D具有图8A的奈奎斯特波的8倍的速率，其通过合成图8C的毗连2个波来生成，且根据上式(14)的合成，由下式表示。
数152Asin8ω0t8ω0t{ω0πcosαω0t1-(2αω0tπ)2}cosm4ω0t·········(15)]]>式(15)中，m4用于将载波频率表示为m4ω0(t)，且由下式表示。
数16m4＝2n+8+16k，(n0，±1，±2，…)(k0，±1，±2，…)………(16)也就是说，具有图8A的奈奎斯特波的8倍速的信号由下式表示。
数172Asin(2p)ω0t(2p)ω0t{ω0πcosαω0t1-(2αω0tπ)2}cosmpω0t·········(17)]]>总之，式(17)中，mp用于将载波频率表示为mpω0(t)，且由下式表示。
数18mp＝2n+p+2pk，(n0，±1，±2，…)(k0，±1，±2，…)………(18)另外，组合上述内容可提供一种方法，即，以具有2n个奈奎斯特频率的2倍频率差的载波频率进行调制，并合成其输出，由此得到具有图8A的奈奎斯特波的n倍速的信号。如果使用算式表示该方法，则如下式所示。
数19
sNyquist-8(t)=Σk=12nAsinω0tω0tσ0(t)cos(l+k)ω0t]]>=Σk=12n-1Asinω0tω0tσ0(t)cos(l-2n-2+k)ω0t+Σk=2n-1+12nAsinω0tω0tσ0(t)cos(l+2n-2+k)ω0t]]>=Σk=12n-2Asin2ω0t2ω0tσ0(t)cos(l-2n-2+k)ω0t+Σk=2n-1+12nAsin2ω0t2ω0tσ0(t)cos(l+2n-2+k)ω0t]]>=Σk=12n-1Asin2ω0t2ω0tσ0(t)cos2(l+k-1)ω0t+Σk=12nAsin2ω0t2ω0tσ0(t)cos2(l+k-1)ω0t]]>Asin2ω0t2ω0tσ0(t)cos(n-1)ω0t+Asin2ω0t2ω0tσ0(t)cos(n+1)ω0t]]>=Asinω0tω0tσ0(t){cos(n-1)ω0t+cos(n+1)ω0t}]]>=Asinω0tω0tσ0(t)2cosω0tcosnω0t]]>=2Asin2ω0t2ω0tσ0(t)cosnω0t]]>=2Asin2ω0t2ω0t{ω0πcosαω0t1-(2αω0tπ)2}cosnω0t·········(19)]]>这里表示标准波和2倍速波之间的正交性。观察互相关就能确认正交性。上述2个波的互相关如下式所示。
数20∫0T{Asinω0tω0tσ0(t)cosmω0t×Asin2ω0t2ω0tσ0(t)cosmω0t}dt·········(20)]]>在此，如果作为标准将用于调制的载波频率设为最低，也就是设为m＝0，式(20)则如下式所示。
数21∫0T{Asinω0tω0tσ0(t)cosmω0t×Asin2ω0t2ω0tσ0(t)cosmω0t}dt]]>=0]]>由此可见，在标准波与2倍速波之间存在ω0的1倍或3倍的中心频率偏离时，两者会正交。
综上所述，根据本发明的不改变奈奎斯特特性的滚降倾斜的合成方法，能够将倍速波复用于同一个频率上，能够实现频率利用效率的显著提高。
(2)实施例一图9表示用于实施本发明的第一实施例中的调制装置的结构。
图9的调制装置，通过串并行变换器(S/P)2将发送数据(TX Data 1)1分流给2个系统，将分流后的数据，提供给第一奈奎斯特滤波器3，并经过延迟器4提供给第二奈奎斯特滤波器5，该延迟器4赋予码元周期T的1/2的延迟。
调制装置通过调制器6，将第一奈奎斯特滤波器3的输出乘以来自信号生成器7的cosine波来进行cosine调制，该信号生成器7产生第n-1个载波位置的频率。与上述处理平行地，调制装置通过调制器8，将第一奈奎斯特滤波器3的输出乘以来自信号生成器9的cosine波来进行cosine调制，该信号生成器9产生第n+1个载波位置的频率。调制器6和调制器8的输出被合成器10合成。
同样，调制装置通过调制器11，将第二奈奎斯特滤波器5的输出乘以来自信号生成器12的cosine波来进行cosine调制，该信号生成器12产生第n-1个载波位置的频率。与上述处理平行地，调制装置通过调制器13，将第二奈奎斯特滤波器5的输出乘以来自信号生成器14的cosine波来进行cosine调制，该信号生成器14产生第n+1个载波位置的频率。调制器11和调制器13的输出被合成器10合成。并且，合成器10和合成器15的输出被合成器16合成。
如式(7)所示，调制器6和调制器8的调制输出成为2倍速的调制波。并且，虽然由延迟器4提供的信号也通过调制器11和调制器13成为2倍速的调制波，但由于通过延迟器4施加了1/2的延迟，所以成为2倍速的合成器10的调制输出和合成器15的调制输出会没有码间干扰地被合成。
此外，调制装置，通过串并行变换器(S/P)102将发送数据(TX Data 2)101分流给2个系统，将分流后的数据，提供给第三奈奎斯特滤波器103，并经过延迟器104提供给第四奈奎斯特滤波器，该延迟器104赋予码元周期T的1/2的延迟。
调制装置通过调制器106，将第三奈奎斯特滤波器103的输出乘以来自信号生成器107的sine波，进行sine调制，该信号生成器107产生第n-1个载波位置的频率。与上述处理平行地，调制装置通过调制器108，将第三奈奎斯特滤波器103的输出乘以来自信号生成器109的sine波，进行sine调制，该信号生成器109产生第n+1个载波位置的频率。调制器106和调制器108的输出被合成器110合成。
同样，调制装置通过调制器111，将第四奈奎斯特滤波器105的输出乘以来自信号生成器112的sine波来进行sine调制，该信号生成器112产生第n-1个载波位置的频率。与上述处理平行地，调制装置通过调制器113，将第四奈奎斯特滤波器105的输出乘以来自信号生成器114的sine波来进行sine调制，该信号生成器114产生第n+1个载波位置的频率。调制器111和调制器113的输出被合成器115合成。并且，合成器110和合成器115的输出被合成器116合成。
如式(7)所示，调制器106和调制器108的调制输出成为2倍速的调制波。并且，虽然由延迟器104提供的信号也通过调制器111和调制器113成为2倍速的调制波，但由于通过延迟器104施加了1/2的延迟，所以成为2倍速的合成器110的调制输出和合成器115的调制输出会没有码间干扰地被合成。
合成器16和合成器116的输出被合成器17合成。该输出通过滤波器18除去多余的分量，并作为调制信号(OFDM信号)19被发送。
这样，根据图9的调制装置，配置调制器6、8(11、13、106、108、111、113)，以具有奈奎斯特频率的2倍差的载波频率，对具有奈奎斯特滚降频率特性的调制对象信号进行调制；以及合成器10(15、110、115)，通过将调制器6、8(11、13、106、108、111、113)的输出合成来得到调制输出，该调制输出相对调制对象信号具有2倍的速率且具有相同的奈奎斯特滚降斜率，由此可将倍速波重叠在同一个频率上而不改变奈奎斯特滚降倾斜，从而能够得到频率利用效率显著提高的OFDM信号19。
图10表示第一实施例中的解调装置的结构。
图10的解调装置在通过滤波器202除去接收信号201的多余的分量之后，通过分配器203进行分配并提供给解调器204、205。解调装置使用使信号生成器206产生的第n个载波位置的频率，通过解调器204进行cosine乘法运算，通过解调器205，使用通过移相器207得到的sine波进行sine乘法运算。每个解调器204、205的输出分别通过滤波器208、209除去多余的分量之后，通过奈奎斯特滤波器210、211成为全奈奎斯特特性的输出信号212、213。
输出信号212对应于发送数据(TX Data 1)1，而输出信号213对应于发送数据(TX Data 2)2。由于在发送系统(调制装置)将这些数据先分割成2个并行信号，所以调制装置的标准速率为发送数据的1/2，由于在接收系统(解调装置)直接进行解调，所以以原来的发送数据速率提取。
(3)实施例二图11、图12和图13表示用于实施本发明的第二实施例的调制装置的结构。图11表示调制装置的标准速率单元(第一速率单元)。图12表示调制装置的第二速率单元的cosine系统。图13是表示调制装置的第二速率单元的sine系统。详细如后述，由这些标准速率单元、第二速率单元的cosine系统和第二速率单元的sine系统得到的OFDM最终被合成。
首先说明图11的标准速率单元。发送数据(TX Data)1001通过串行并行变换器1002分流给8个系统。该8个系统大致可分为3系列。也就是，标准系统的cosine系列，提供给奈奎斯特滤波器1103、1203、1303、1403；标准系统的sine系列，提供给奈奎斯特滤波器1503、1603、1703、1803；以及输出1020，用于连接到生成4倍速率的奈奎斯特信号系列(图12的第二速率单元的cosine系列)。
标准系统的cosine系列的奈奎斯特滤波器1103、1203、1303、1403各自的输出，分别提供给调制器1106、1206、1306、1406。调制器1106、1206、1306、1406分别由(n-3)ω0、(n-1)ω0、(n+1)ω0、(n+3)ω0的信号生成器1107、1207、1307、1407，得到载波信号。调制器1106、1206、1306、1406进行cosine调制，其每个输出被合成器1110、1111、1115合成，并提供给合成器1117。
标准系统的sine系列的奈奎斯特滤波器1503、1603、1703、1803各自的输出，分别提供给调制器1506、1606、1706、1806。调制器1506、1606、1706、1806分别由(n-3)ω0、(n-1)ω0、(n+1)ω0、(n+3)ω0的信号生成器1507、1607、1707、1807，得到载波信号。调制器1506、1606、1706、1806进行sine调制，其每个输出被合成器1112、1113、1116合成，并提供给合成器1117。也就是，通过合成器1117合成上述两个系列的输出。
通过后续的合成器1121将合成器1117的输出与信号2200、信号3200合成，该信号2200是由图12的第二速率单元的cosine系列得到的信号，而该信号3200是由图13的第二速率单元的sine系列得到的信号。合成器1121的输出信号通过滤波器1118除去多余的频带的信号，由此生成调制输出(OFDM信号)。
图11的所述串并行变换器1002的输出1020的一部分被变换为图12所示的信号P1、P2、P3、P4。下面说明图12的第二速率单元的cosine系列。在本实施例二中，将第二调制速率设为4倍。图12所示的第二速率单元生成4倍的速率的频带信号。信号P1和信号P3被合成器2003合成，并输入到奈奎斯特滤波器2005，该信号P3是通过延迟器2004施加了码元速率T的1/4的延迟的信号。奈奎斯特滤波器2005的输出被同时提供给4个调制器2006、2008、2011、2013。调制器2006、2008、2011、2013分别由(n-3)ω0、(n-1)ω0、(n+1)ω0、(n+3)ω0的信号生成器2007、2009、2012、2014，得到载波信号。调制器2006、2008、2011、2013进行cosine调制，其每个输出被合成器2010、2015、2016合成，并提供给合成器2017。
信号P2被延迟器2102施加码元速率T的2/4的延迟，而信号P4被延迟器2104施加码元速率T的3/4的延迟，经过延迟处理后的2个信号被合成器2103合成，并输出到奈奎斯特滤波器2105。奈奎斯特滤波器2105的输出被同时提供给4个调制器2106、2108、2111、2113。调制器2106、2108、2111、2113分别由(n-3)ω0、(n-1)ω0、(n+1)ω0、(n+3)ω0的信号生成器2107、2109、2112、2114，得到载波信号。调制器2106、2108、2111、2113进行cosine调制，其每个输出被合成器2110、2115、2116合成，并提供给合成器2017。由合成器2017合成而得到的4倍速的调制信号(OFDM信号)2200被提供给图11的合成器1121。
图11的所述串并行变换器1002的输出1020的一部分被变换为图13所示的信号q1、q2、q3、q4。下面说明图13的第二速率单元的sine型。如上所述，在本实施例二中将第二调制速率设为4倍。图13所示的第二速率单元生成4倍的速率的频带信号。信号q1和信号q3被合成器3003合成，并输入到奈奎斯特滤波器3005，该信号q3是通过延迟器3004施加了码元速率T的1/4的延迟的信号。奈奎斯特滤波器3005的输出被同时提供给4个调制器3006、3008、3011、3013。调制器3006、3008、3011、3013分别由(n-3)ω0、(n-1)ω0、(n+1)ω0、(n+3)ω0的信号生成器3007、3009、3012、3014，得到载波信号。调制器3006、3008、3011、3013进行sine调制，其每个输出被合成器3010、3015、3016合成，并提供给合成器3017。
信号q2被延迟器3102施加码元速率T的2/4的延迟，而信号q4被延迟器3104施加码元速率T的3/4的延迟，经过延迟处理后的2个信号被合成器3103合成，并输出到奈奎斯特滤波器3105。奈奎斯特滤波器3105的输出被同时提供给4个调制器3106、3108、3111、3113。调制器3106、3108、3111、3113分别由(n-3)ω0、(n-1)ω0、(n+1)ω0、(n+3)ω0的信号生成器3107、3109、3112、3114，得到载波信号。调制器3106、3108、3111、3113进行sine调制，其每个输出被合成器3110、3115、3116合成，并提供给合成器3017。由合成器3017合成而得到的4倍速的调制信号(OFDM信号)3200被提供给图11的合成器1121。
这些3种系列的调制(OFDM)输出被图11的合成器1121合成。图11所示的标准系统的调制输出(合成器1117的输出)相当于图8A的中央部分的4个波。图12和图13所示的提高了速率的调制输出2200、3200相当于图8C的一个波。这些输出的中心频率均为nω0。
这样，速率不同的两种调制波配置于同一个频率上。
这样，根据图11、图12和图13所示的调制装置，配置标准速率调制单元，使用具有奈奎斯特频率的2倍差的载波频率，对具有奈奎斯特滚降频率特性的第一调制对象信号进行调制，从而形成标准速率调制信号(合成器1110、1111、1112、1113、1115、1116或1117的输出信号)；4倍速调制单元，以具有奈奎斯特频率的8倍差的载波频率，对第二调制对象信号进行调制，从而形成4倍速调制信号，该第二调制对象信号相对第一调制对象信号具有相同的奈奎斯特滚降频率特性且具有4倍的速率；以及合成器1121，将标准速率调制信号和4倍速调制信号合成；由此在同一个频率上将4倍速调制信号复用于标准速率调制信号而不改变奈奎斯特滚降倾斜成为可能，从而在合成器1121中得到能够抑制频宽的增加，且能传输比实施例一更多的数据的调制信号(OFDM信号)1119。
虽然在该实施例中对将4倍速调制信号复用于标准速率调制信号的情况进行了说明，但本发明并不限于此，如果配置标准速率调制单元，以具有奈奎斯特频率的2倍差的载波频率，对具有奈奎斯特滚降频率特性的第一调制对象信号进行调制，从而形成标准速率调制信号；2n倍速调制单元，以具有奈奎斯特频率的2n+1倍差的载波频率，对第二调制对象信号进行调制，从而形成2n倍速调制信号，该第二调制对象信号相对第一调制对象信号具有相同的奈奎斯特滚降频率特性且具有2n(n 2)倍的速率；以及合成单元，将标准速率调制信号和2n倍速调制信号合成；由此可在同一个频率上将2n倍速调制信号重叠在标准速率调制信号中而不改变奈奎斯特滚降斜率。
在此逻辑验证上述复用的可能。
在此，如果将表示滚降部分的函数设为σ0(t)，σ0(t)则由下式表示。
数22
σ0(t)=ω0π[11-(2αω0tπ)2]·········(22)]]>其中，在式(22)中，α代表滚降率，取大于0且小于或等于1的值。
将信号复用时是否产生干扰的验证，可通过考察彼此信号的互相关值来进行。于是，对本发明的方式的标准奈奎斯特波和2倍速奈奎斯特波之间的互相关函数进行考察，本发明的方式中，将滚降单元的绝对倾斜宽度设为相同。
如果将各自的载波频率分别设为m ω0和n ω0，相互相关就由下式得到。在此，m、n为整数。
数23∫0T{Asinω0tω0tσ0(t)cosmω0t]]>×Asin2ω0t2ω0tσ0(t)cos(m+n)ω0t}dt·········(23)]]>这里，通过对载波频率同等地施加变频，能使其中一方下变频到DC带。也就是，如果设为m＝0，式(23)则可得到下式。
数24∫0T{(Aσ0(t))2sinω0tω0tsin2ω0t2ω0tcosnω0t}dt·········(24)]]>将式(24)展开，则可得到下式。
数25∫0T{(Aσ0(t))2sin2ω0t2(ω0t)2{sin(n+1)ω0t+(-1)ksin(n-1)ω0t}dt·········(25)]]>这里，在式(25)中，基于正弦函数的加法定理，在n≥2时k为1，而n＜2时k为0。也就是说，由于上述互相关函数的右边成为正弦函数的和或差，所以，能取使互相关函数的积分值成为0的值的必要条件为，两项的正弦函数要处于差的关系。也就是，在n≥2的条件下，下式成立。
数26∫0T{(Aσ0(t))2sin2ω0t2(ω0t)2{sin(n+1)ω0t+sin(n-1)ω0t}dt·········(26)]]>
由于n实际为奇数的值，如果对n＝3的情况进行验证，互相关就呈示如图15的特性。此外，图15是表示速度相异2倍的副载波之间的互相关函数的特性的图，其中表示将标准速率侧的滚降率α设为0.5，且将倍速端的滚降率α设为0.25的例子。取值为0的位置为t＝π即1码元时间。由此可以证明，以将中心频率相隔3ω0以上为条件，速率相异的奈奎斯特波之间不会出现相互干扰。
这意味着，根据本发明方式，虽然副载波可以遍及多层重叠，但各自的中心频率需要相隔3ω0以上。由此可知，对于一层的OFDM，最大复用效率应为两倍以内。
图14表示与上述调制信号相应的解调装置的结构。
图14的解调装置在通过滤波器4202除去接收信号4201的多余的频率分量之后，通过分配器4203进行分配并提供给正交解调器。对于构成正交解调器的解调器4204和解调器4205，由信号生成器4206提供中心频率为nω0的信号，该解调器4204是根据cosine波来进行解调的解调器，而该解调器4205是根据sine波来进行解调的解调器。但是，根据sine波来进行解调的解调器4205，经过移相器得到来自信号生成器4206的、中心频率为nω0的信号。
由每个解调器4204、4205进行解调的信号，在通过滤波器4208、4209除去接收信号201的多余的频率分量之后，通过模拟-数字变换器4220、4221变换为数字信号。
该数字信号群作为复数数字信号输出给第一傅立叶变换器4210。结果，通过第一傅立叶变换器4210，提取相当于频率(n-3)ω0、(n-1)ω0、(n+1)ω0、(n+3)ω0的复数输出。这些信号被提供给第二傅立叶变换器群4211、4212、4213、4214、4215、4216、4217、4218，分离成复用速率各自不同的分量。这些信号被矩阵运算器4219调整为所期望的数据群，最终作为发送数据群TX Data1、TX Data 2输出，该发送数据群是恢复到发送系统的转送速率的发送数据群。
本说明书基于2004年5月25日提交的日本专利申请特愿第2004-155153以及2004年7月13日提交的日本专利申请特愿第2004-206391。其全部内容包含于此作为参考。
工业实用性本发明涉及一种调制装置、调制方法以及解调装置，并且具有能够形成频率利用效率显著提高的OFDM信号的效果，能够广泛适用于例如移动通信系统或无线局域网(Local Area Network)等无线通信。
权利要求
1.一种调制装置，包括调制单元，以具有奈奎斯特频率的2倍差的载波频率对具有奈奎斯特滚降频率特性的调制对象信号进行调制；合成单元，通过将所述调制单元的输出合成而得到调制信号，该调制信号相对所述调制对象信号具有2倍的速率且具有相同的奈奎斯特滚降倾斜。
2.一种调制装置、包括标准速率调制单元，以具有奈奎斯特频率的2倍差的载波频率，对具有奈奎斯特滚降频率特性的第一调制对象信号进行调制，从而形成标准速率调制信号；2n倍速调制单元，以具有奈奎斯特频率的2n+1倍差的载波频率，对第二调制对象信号进行调制，从而形成2n倍速调制信号，该第二调制对象信号相对所述第一调制对象信号具有相同的奈奎斯特滚降频率特性且具有2n倍的速率(其中，n≥2)；以及合成单元，将所述标准速率调制信号和所述2n倍速调制信号合成。
3.如权利要求1所述的调制装置，其中，将由所述合成单元得到的调制信号多个排列而配置在频率轴上。
4.一种解调装置，包括正交解调器，对由权利要求1所述的调制装置得到的所述调制信号进行正交解调。
5.一种解调装置，包括正交解调器，对由权利要求2所述的调制装置的所述合成单元得到的信号进行正交解调；以及傅立叶变换单元，对经过正交解调的信号进行傅立叶变换，由此提取速率不同的调制对象信号。
6.一种调制方法，包括以下步骤以具有奈奎斯特频率的2倍差的载波频率，对具有奈奎斯特滚降频率特性的调制对象信号进行调制；以及通过将该调制输出合成而得到调制信号，该调制信号相对所述调制对象信号具有2倍的速率且具有相同的奈奎斯特滚降倾斜。
7.一种调制方法，包括以下步骤以具有奈奎斯特频率的2倍差的载波频率，对具有奈奎斯特滚降频率特性的第一调制对象信号进行调制，从而形成标准速率调制信号；以具有奈奎斯特频率的2n+1倍差的载波频率，对第二调制对象信号进行调制，从而形成2n倍速调制信号，该第二调制对象信号相对所述第一调制对象信号具有相同的奈奎斯特滚降频率特性且具有2n倍的速率(其中，n≥2)；以及将所述标准速率调制信号和所述2n倍速调制信号合成。
全文摘要
一种调制装置，能形成频率利用效率显著提高的OFDM信号。该调制装置中配置调制器(6、8(11、13、106、108、111、113))，以具有奈奎斯特频率的2倍差的载波频率，对具有奈奎斯特滚降频率特性的调制对象信号进行调制；以及合成器(10(15、110、115))，通过将调制器(6、8(11、13、106、108、111、113))的输出合成来得到调制输出，该调制输出相对调制对象信号具有2倍的速率且具有相同的奈奎斯特滚降倾斜。由此，可将倍速波重叠在同一个频率上而不改变奈奎斯特滚降倾斜，从而能够得到频率利用效率显著提高的OFDM信号19。
文档编号H04L27/26GK1957552SQ20058001672
公开日2007年5月2日 申请日期2005年5月24日 优先权日2004年5月25日
发明者太田现一郎, 今村大地, 高草木惠二, 上杉充 申请人:松下电器产业株式会社