专利名称：直流偏移校正系统和方法
技术领域：
本发明通常涉及收发器。更具体地，本发明涉及多模式收发器系统中的直流校正。
背景技术：
诸如蜂窝电话这样的便携式收发器已经趋向于向更小的波形因数，高数据速率性能以及诸如一体化摄像机、音乐下载能力和/或全球漫游等多种特征发展。相应地，诸如GSM(全球移动通信系统)、CDMA2000(码分多址)、WCDMA(宽带CDMA)等多模式系统，其中包括已经向直接变换接收机(direct-conversion receiver)演化的射频体系结构，与其他类型的接收机相比，其经常占用较少的板空间，并且一般花费较少的成本。
直接变换接收机体系结构的设计中的经典挑战是众所周知的，其包括集中围绕直流(DC)偏移的问题。DC偏移一般由施加在两个输入端(差分输入)的信号所引起，并且表现为两个输入端之间的共模电压差。在直接变换接收机中，将来自相关联天线的信号直接下变频到基带(例如，DC)，然后在进一步信号处理前对其放大，因此在基带上提供了显著的增益。由于该较大的增益，因此接收机前端产生的任何DC偏移(例如，由本振(LO)泄露、非线性等引起)可以潜在地使基带部分(section)饱和，并由此破坏所需的信号，所需的信号在信号电平上一般比多余的DC信号小很多。已经开发了几种消除DC偏移的方法以使包括直接变换接收机在内的多种类型的接收机中的DC偏移最小化，然而这些方法可能引起信号质量显著退化，和/或便携式收发器待机时间显著减少。
因此，期望提供在没有信号退化和/或过多功耗的情况下具有增强特征的便携式收发器。
发明内容
公开了一种用于直流偏移校正的系统和方法的实施例。其中，该系统的一个实施例包括直流偏移校正电路，其具有可调节的带宽；以及控制逻辑，其配置为实现直流偏移校正电路的带宽变化以加速直流偏移校正电路的预热和/或稳定时间。
同样提供了操作的相关方法。本领域技术人员在分析下面的附图和详细说明之后，本发明的其他系统、方法、特征和优点将是或变得显而易见。这意味着所有这样的另外系统、方法、特征以及优点都包括在本说明书中，都在本发明的范围内，并且受到所附权利要求的保护。
参考下面的附图可以更好地理解本发明。图中的组件不必按照比例，相反注重清楚说明本系统和方法的原理。而且，图中相似的参考标记指代贯穿多个图的相应部分；图1是说明示例性便携收发器的框图，其中可以实现直流(DC)偏移校正系统的多个实施例；图2A是说明DC偏移校正系统的部分的实施例的框图，该系统用于图1所示的便携式收发器的模拟基带接收机的实例；图2B是说明与图2A所示的模拟基带接收机一起操作的DC偏移校正系统实施例的示意图；图3A是说明DC偏移校正系统的部分的实施例的框图，该系统用于图1所示的便携式收发器的数字基带接收机的实例；图3B是说明与图3A所示的数字基带接收机一起操作的DC偏移校正系统实施例的示意图；图4是说明图2B和3B所示的DC偏移校正系统实施例对于休眠到空闲模式的预热和稳定周期所遵照的示例性时序的示意图；图5是说明图2B和3B所示的DC偏移校正系统实施例对于从压缩的操作模式转换所遵照的示例性时序的示意图；图6是说明图1所示的DC偏移校正控制逻辑所使用操作的示例性方法的实施例的流程图。
具体实施例方式
公开了直流(DC)偏移校正系统和方法的实施例(这里，简称为DC偏移校正系统)。该DC偏移校正系统提供了一种实现DC偏移消除和稳定时间之间的权衡的有效方式，其可以使待机操作增加。
将在直接变换接收机中介绍该DC偏移校正系统，该直接变换接收机可以在WCDMA(宽带码分多址)和GSM(全球移动通信系统)系统中工作，应该理解在其他系统中，例如CDMA2000，也是可行的。换言之，该DC偏移校正系统不限于任何特定接收机体系结构的范围，例如超外差式或直接变换接收机。一般来讲，沿接近DC的接收机链，存在明显的增益增大，这通常导致DC偏移值升高。因此，直接变换接收机的实现对使用DC偏移校正系统的需求提供了有利的探索。在诸如使用直接序列扩频的CDMA2000和WCDMA等系统中，接收的信号信息的带宽对于CDMA约为630kHz，而对于WCDMA约为1.92MHz。这些系统在发射机上使用扩展序列以将原始数据的带宽扩展到更宽的带宽。该扩展率通常称为处理增益。因为使用了扩频码，所以信号带宽一般比DC要宽得多。因此，当除去DC上的信息时，就功率谱密度来讲，被除去的部分相当于总带宽的很小一部分。因此，当与例如窄带系统比较时，当除去DC上的信息时，信号质量存在可以忽略的退化。DC偏移校正系统提供了接收机系统组件的可调节带宽，其确定的是稳定时间和由除去在DC的信号能量的部分而引起的信号质量退化之间的权衡。
在一个实施例中，当便携式收发器在休眠和空闲模式之间交替时，该DC偏移校正系统提供了位于便携式收发器的接收机系统中的DC偏移校正电路的带宽切换。“休眠模式”指的是其中接收机系统几乎完全(例如，大部分组件)断电并且有最少处理活动(例如，足以在适当时间使接收机“醒来”，以开始空闲模式)的情况。在便携式收发器系统中，将射频(RF)前端、混合信号部分以及大部分RF子系统基带部分功能断电以节省电，并随之增加电池寿命。“空闲模式”指的是其中便携式收发器解调所接收的信号并且接收机系统完全上电的情况。便携式收发器在休眠和空闲模式之间交替以节省电，并接收来自基站的信息。
在另一个实施例中，当DC偏移校正电路从压缩的操作模式切换时，该DC偏移校正系统切换DC偏移校正电路的带宽。例如，从WCDMA到GSM的“压缩的操作模式”包括其中在WCDMA帧中产生间隙以使便携式收发器进行GSM测量的操作。数据在短的时段内以更高的速率发送，然后利用间隙在WCDMA和GSM模式之间切换。当便携式收发器返回到WCDMA模式时，使能WCDMA接收机系统，并且各种组件在可以开始对数据进行实际解调前必须稳定。经过稳定的组件包括接收机系统的DC偏移校正电路，并且这些组件的稳定时间与他们各自的带宽成反比。较宽的带宽意味着较短的稳定时间，而较窄的带宽意味着较长的稳定时间。因此，当重新使能WCDMA接收机链时，期望在最短时间内稳定DC偏移校正电路以使耗用功率最小化以及减少启动稳定之前的预热时间。
为了进一步说明DC偏移校正系统的工作原理，图1中示出了示例性收发器，以提供用于DC偏移校正系统实施例的示例性实现。图2A和3A中示出了用于DC偏移校正系统实施例的一些示例性直接变换接收机实现，并且图2B和3B中示出了两个DC偏移校正系统实施例。图4和5说明了当由图2B和3A中的DC偏移校正系统实施例实现时的休眠到空闲模式的带宽切换和压缩模式带宽切换。图6说明了DC偏移校正系统的DC偏移校正控制逻辑所使用的方法。
图1是说明其中可以实现各种DC偏移校正系统200的实施例的示例性便携式收发器100的框图。在一个实施例中，DC偏移校正系统200包括DC偏移控制逻辑119、串行总线接口192和DC偏移校正电路240，其中的组件将在下文进一步详细说明。便携式收发器100包括扬声器102、显示器104、键盘106和话筒108，所有这些组件都连接到基带子系统130。在特殊的实施例中，例如，便携式收发器100可以是诸如移动/蜂窝式电话等便携式通信设备。扬声器102和显示器104分别经由连接110和120从基站子系统130接收信号。相似地，键盘106和话筒108分别经由连接114和116向基站子系统130提供信号。
基站子系统130包括经由总线128通信的微处理器(μP)118、存储器120、模拟电路122和数字信号处理器(DSP)124。所示的微处理器118配置有DC偏移校正控制逻辑119，在一个实施例中，其可以包括控制DC偏移校正电路240的带宽调节的嵌入式指令。如下所述，操作模式的改变可以传送到DC偏移校正控制逻辑119，反过来，该DC偏移校正控制逻辑119向DC偏移校正电路240提供控制信号以修改其带宽。在一些实施例中，DC偏移校正控制逻辑119的功能可以配置在便携式收发器100的其他组件中，包括DSP124或者存储器120，或者在如下所述的射频(RF)子系统114中。此外，DC偏移校正逻辑119可以使用硬件、软件和/或硬件和软件的组合来实现。在一个实施例中，该基带子系统130还包括电压源126。
尽管所示的总线128为单个总线，但是可以按照基带子系统130内的子系统中的需要，使用多条连接的总线来实现该总线128。微处理器118和存储器120为便携式收发器100提供信号定时、处理和存储功能。模拟电路122为基带子系统130内的信号提供模拟处理功能。基带子系统130经由连接134和/或通过连接199向RF子系统144提供控制信号。尽管每个显示为单个的连接134和199，但是控制信号可以起始于DSP124和/或来自于微处理器118，并且提供到RF子系统144内的各种点。应该注意的是，为了简便，这里只说明了便携式收发器100的基本组件。
在一个实施例中，基带子系统130还包括数模转换器(DAC)136。该DAC136也与微处理器118、存储器120、模拟电路122和/或DSP124经由总线128进行通信。该DAC136将基带子系统130内的数字通信信息转换为模拟信号，以经由连接142发送到RF子系统144。
调制器148与接收机系统201的一个或更多组件协同工作(经由连接166)，在调制器148中对连接142上的模拟信号进行调制和转换。调制器148提供的调制信号经由连接154提供。功率放大系统(PAS)180将连接154上的调制信号放大到适当的功率级，以经由连接162发送到双工器和/或切换模块174。发射信号能量从双工器和/或切换模块174提供到天线172。
在天线172上接收信号，并将该信号提供给双工器和/或切换模块174，并经由连接173发送到接收机系统201的几个信号处理通道中的一个。本领域普通技术人员应该理解的是，在例如应用在WCDMA的全双工收发器中，在一次实现中，通过使用双工器和/或切换模块174，同时完成发射/接收信号。双工器和/或切换模块174可以包括提供WCDMA系统的全双工传输的双工器，又包括用于结合在接收机系统201中的其他系统和/或标准的多输出切换/滤波器。双工器和/或切换模块174一般将一组频带发送到第一端口(未示出)，并将第二组发送到第二端口(未显示)，因此充当第三端口设备(例如，处理所有频率的天线端口，处理提供给接收机系统201的接收信号的接收端口，以及处理发射频率的发射端口)。在一个实施例中，双工器和/或切换模块174的操作由来自基带子系统130的控制信号控制(例如，经由连接134)。在一些实施例中，切换(例如，由基带子系统130经由例如连接134所控制)可以用来将接收到的信号发送到接收机系统201，或者将信号从连接162发射到天线172。
在基带子系统130确定的合适时间，天线172接收的信号可以经由双工器和/或切换模块174、经由连接173导引到接收机系统201。接收机系统201包括DC偏移校正电路240，其是提供DC偏移校正的DC偏移校正系统200的带宽可调节部分。另外，接收机系统201包括串行总线接口192。在一个实施例中，串行总线接口192也是DC偏移校正系统200的一部分。在其他功能中，串行总线接口192可以经由连接199(和总线128)从DC偏移校正控制逻辑119接收信号，从而将控制信号发送到DC偏移校正电路240以改变时间常数。此外，接收机系统201包括用于接收并处理(例如，滤波、下变频、放大、解调)用于各种模式和系统的信号的组件。接收机系统201经由连接198提供输出信号到总线128以在数字域中作进一步处理。
图2A是说明DC偏移控制电路240a的实施例的框图，该电路240a用于图1所示的便携式收发器100的模拟基带接收机201a(接收机系统201a)。接收机201a包括用于经由连接173接收并处理对应于几种模式的信号的功能。连接173包括对应于GSM和WCDMA操作模式的处理通道，尽管也可以实现用于其它诸如CDMA等操作模式。从双工器和/或切换模块174起并开始于连接251的通道对应于用于WCDMA模式的信号处理通道。开始于连接253的通道表示对应于GSM模式的信号处理通道。基带部分212a包括提供对来自WCDMA信号处理通道的信号进行基带信号处理的体系结构。基带部分212b具有类似于基带部分212a的体系结构，其提供对来自GSM信号处理通道的信号进行基带信号处理。
关于WCDMA信号处理通道，从双工器和/或切换模块174接收的信号通过连接251提供给双工器202。双工器202对所接收的信号进行滤波，并将连接203上经滤波的信号提供到WCDMA低噪声放大器(LNA)204。双工器202可以是带通滤波器，其通过特定蜂窝式系统的所有信道，便携式收发器100(图1)在该蜂窝式系统中运行。双工器202的一个用途是抑制所需频率区域外的所有频率。WCDMA LNA204使用放大器206a和/或206b放大连接203上的信号，并通过连接205将放大后的信号提供给WCDMA表面声波(SAW)滤波器208。该WCDMA SAW滤波器208抑制多余的信号(例如，发射机信号泄漏)，并以预定的频率通过连接207将经滤波的信号提供给下变频器210(图2A中标为“混频器”)。
下变频器210从锁相环(PLL)元件290接收本振(LO)信号。该PLL元件290可以集成在接收机系统201a中，或者在一些实施例中，可以是独立的组件。在一个实施例中，PLL元件290包括振荡器246、N分频模块248(这里，N是整数，其可根据不同系统的不同信道数量而调整)、环路滤波器250以及基准晶体振荡器252。在例如WCDMA或GSM等每个标准中，N的变化取决于信道的数量。N也可以是分数(例如，非整数)，这取决于与不同标准相应的系统需求。因此，N的值可以在给定的系统或模式中变化以在不同的信道间调整。PLL元件290信号经由连接243，指示下变频器210将从WCDMA SAW滤波器208接收的信号下变频到合适的频率。因此，连接207上的信号下变频到连接209(携带“I”信号)和221(携带“Q”信号)上的基带。
基带部分212a包括用于滤波、DC偏移校正以及放大“I”和“Q”信号的组件。由于“I”和“Q”信号的通道包括相似的组件，因此为了简便，讨论将集中在沿“I”通道的组件上。基带部分212a的“I”通道包括低通(LP)滤波器214、全通(AP)滤波器226、由DC偏移环路232组成的DC偏移校正电路240a以及自动增益控制(AGC)元件216。
在连接209上，对应于被下变频的WCDMA信号的“I”基带信号由LP滤波器214滤波，并通过连接211提供给自动增益控制(AGC)元件216。AGC元件216包括可变增益放大器(VGA)218和222以及低通(LP)滤波器220。“I”信号经放大和低通滤波，并且在连接217上提供经处理的“I”信号。
连接217上处理后的信号“I”经由DC偏移校正电路240a经历DC偏移校正。DC偏移校正电路240a包括具有可切换带宽的DC偏移环路232。在一个实施例中，DC偏移校正控制逻辑119(图1)经由串行总线接口192(图1)将控制信号发送到DC偏移校正电路240a。DC偏移校正控制逻辑所发送的控制信号影响DC偏移环路232的电阻和/或电容值的变化，如下所述，该影响基于所需的带宽(例如，基于实现模式的所需带宽)。实现模式可以是例如GSM、WCDMA、休眠模式、空闲模式等。经DC偏移校正的“I”信号在AP滤波器226滤波，并且滤波后的信号通过连接198提供给基带子系统130(图1)以作进一步的信号处理。连接198上的信号可以提供给基带子系统130(图1)中的模数转换器(ADC)(未示出)。该ADC可以经由总线128将转换后的信号提供给基带子系统130的其他组件。例如，根据应用，可以对该信号进行数字化(例如，在ADC中)，并将其提供给DSP124(图1)、微处理器118(图1)或者调制解调器(未示出)等。
通过连接253在GSM LNA256接收来自双工器和/或切换模块174的GSM信号。该GSM LNA256包括放大器258a和258b。通过连接257将所选的GSM信号提供给GSM下变频器262，在此处经由连接243在PLL元件290的控制下将该GSM信号下变频到基带。该基带信号通过连接261和265提供给基带部分212b以用前面所述的相似方式进行处理。如上所述，基带部分212b中的DC偏移校正电路同样具有对应于所选模式的可调节带宽。
当便携式收发器100(图1)在休眠和空闲模式之间变化时，不同的电路元件经过预热期，其后是稳定期，稳定期在便携式收发器100实际上开始解调接收信号之前结束。因此，所述DC偏移校正系统200(图1)提供了一种加速技术，其中该DC偏移校正电路240a的时间常数在空闲模式开始之前的休眠模式期间被切换以使环的稳定加速。根据全部或部分由例如WCDMA和CDMA2000等多种标准指定的预定时序，以交替顺序激活空闲模式和休眠模式。例如，在CDMA2000中，空闲时间约为80微秒，而休眠时间由称为“时隙周期索引”(SCI)的参数控制。当SCI为0时，休眠时间约为1.28秒。当SCI为1时，休眠时间约为2.56秒，等等。因此，该便携式收发器100(图1)已经在精确的定时信息内编程，其在80微秒的空闲时间开始之前(例如，在休眠模式期间)，开始给接收机系统201(图1)中的DC偏移校正电路240a进行上电。在休眠模式期间，该DC偏移校正电路带宽切换到更高的值以使稳定更快。在DC偏移校正电路240a稳定之后，带宽被切换回来。基于切换的DC偏移校正电路240a的环路带宽来计算稳定时间(例如，由DC偏移校正控制逻辑119)，该环路带宽可以额外包括预定的裕度量。该DC偏移校正控制逻辑119(或者其他的基带子系统组件)假定稳定基于所计算的稳定时间(有或没有定义的裕度)已经完成，并且响应地，向DC偏移校正电路发送信号以减小带宽。该技术实际上增加了DC偏移校正环路240a的带宽，这可以造成信号能量的损失增加。然而，如果切换到增大的带宽限于这些休眠模式到空闲模式周期，并且另外DC偏移校正电路240a维持在正常的操作带宽，则造成的对于信号完整性的影响可以完全忽略。
通过改变DC偏移环路232的等效电容值和/或电阻值来调节DC偏移校正电路的截止频率。图2B是用于图2A中的模拟基带接收机201a的DC偏移校正系统200a的实施例的示意图。该DC偏移校正系统200a包括DC偏移校正控制逻辑119、DC偏移校正电路240a以及串行总线接口192，通过该总线发送来自DC偏移校正控制逻辑119(图1)的控制信号。或者，例如通过使用接收机系统芯片中的专用管脚(未示出)，在硬件控制下，将控制信号通过连接134从DC偏移校正控制逻辑119提供到DC偏移校正电路240a。
在一个实施例中，DC偏移校正电路240a包括由加法器元件239、放大器241和247、电阻器245以及电容器249组成的DC偏移环路232。一般地，连接217上的信号表示所需信号加上DC偏移。在连接254上，DC偏移环路232在加法器元件239处闭合，其中放大器241放大的信号反馈回到此处以除去来自连接217的DC偏移。放大器241放大信号，然后将该信号提供给电阻器245和电容器249，其与放大器247一起配置成具有由C×R(例如，电容器249的等效电容乘以电阻器245的等效电阻)确定的时间常数的积分器。较低的时间常数将增加带宽(与1/(C×R)成比例)并改善稳定时间；反之，较高的时间常数将减少带宽并导致较长的稳定时间。
DC偏移校正电路240a还包括电容性切换网络255。在一个实施例中，电容性切换网络255具有并联配置的电容器C1、C2、C3和C4，该电容性切换网络255从DC偏移校正控制逻辑119接收控制信号，以改变电容器249的等效电容值。注意电容性切换网络255中可以使用更多或更少的电容器，或者在一些实施例中，可以省略电容性切换网络255，并且可以使用阻性切换网络，同样配置并控制以改变电阻器245的等效电阻。此外，一些实施例中，可以使用阻性切换网络和电容性切换网络255的组合。一些实施例可以省略电容性切换网络255(或者类似配置的阻性切换网络)，并分别使用可变电容器和/或可变电阻器代替电容器249和/或电阻器245。这种可变电容器或可变电阻器可以配置为接收来自DC偏移校正控制逻辑119的控制信号。由于DC偏移环路232作为低通滤波器，截止频率本质上由1/[2×(π×R×(C+C1+C2+C3+C4))]确定。因此，可以在数值上切换电容器249的等效电容值(和/或一些实施例中以类似方式的电阻器245)以改变截止频率，并由此改变稳定时间。
在一个实施例中，当DC偏移校正控制逻辑119接收模式改变的指示或模式命令信号时，DC偏移校正控制逻辑119从中可以推断出模式改变(例如，接收休眠模式命令)，该DC偏移校正控制逻辑119可以经由串行总线接口192提供2位的二进制数(控制信号)给电容性切换网络255。或者，DC偏移校正控制逻辑119可以通过连接134发送控制信号。如上所述，根据规定的标准，诸如DC偏移校正控制逻辑119等基带子系统组件中的内部程序“知道”空闲模式什么时候开始。因此，在接收休眠模式命令(或模式改变的指示)后，DC偏移校正控制逻辑119可以发信号指示DC偏移校正电路240a立即或者在规定的延迟之后，说明模式改变之间的定时。
控制信号可以根据所需的截止频率将电容器(C1、C2、C3和/或C4)切换为开或关。例如，可以通过将总电容值从C+C1+C2变化到C+C1+C2+C3来切换截止频率。因此，使用从休眠模式变化到空闲模式的实例，DC偏移校正控制逻辑119可以接收休眠模式命令。作为响应，该DC偏移校正控制逻辑119可以(根据实施的标准，有或没有规定的延迟)将控制信号发送到电容性切换网络255以降低电容器249的等效电容值，造成阻性/电容性元件指示的时间常数变短，这加速了DC偏移环路232的响应(更大的带宽并由此更高的截止频率)。然后，DC偏移校正控制逻辑119可以向电容性切换网络255发送信号，以增加电容器249的等效电容值，因此提供了较长的时间常数(以及较小的带宽并由此较低的截止频率)，从而返回到正常操作。DC偏移校正控制逻辑119可以在预定时间后发送后面的信号，该预定时间基于DC偏移控制电路240a的稳定时间。
在一些实施例中，DC偏移校正控制逻辑119的功能性可以驻留在接收机系统201a(图2A)中。例如，当接收机系统201a在不同的模式之间(例如，在休眠和空闲模式之间)交替时，驻留在接收机系统201a中的类似逻辑可以使用该模式改变信息来改变DC偏移控制电路240a的截止频率。
图3A是用于图1所示的便携式收发器100的数字基带接收机(接收机系统201b)的部分DC偏移校正系统200(图1)的实施例的框图。对应于用于WCDMA和GSM信号处理通道的下变频器的信号处理通道上游的组件和包括用于WCDMA和GSM信号处理通道的下变频器的组件与用于图2A中的接收机系统201a所述的组件相同或者基本相似，因此为了简化，省略了相应的说明。来自对应于WCDMA和GSM信号处理通道的下变频器的“I”和“Q”基带信号分别提供给基带子部分312a和312b。为了简便，着重于“I”信号通道，基带子部分312a包括低通(LP)滤波器314、VGA 316、DC偏移校正电路240b、模数转换器(ADC)320(例如，sigma delta转换器)以及抽样滤波器(decimator filter)322(由后面是大写M的向下箭头表示)。基带部分312a还包括有限冲激响应(FIR)滤波器324、数模转换器(DAC)328以及平滑滤波器(SF)330。DC偏移校正电路240b包括如上所述的DC偏移环路232以及高通滤波器(HPF)327。如下所述，为了得到所需的稳定时间，该DC偏移环路232和高通滤波器327具有可调节的带宽(例如，具有可切换的带宽)。基带部分312b具有类似的结构和功能，因此，省略了相同的说明。
将说明“I”信号的处理，应该理解的是类似的说明适用于“Q”信号的处理。在LP滤波器314对连接311上的“I”信号进行滤波，并提供在连接301上。连接301上提供的经滤波的信号由VGA316放大，并提供在连接303上。注意在一些实施例中，VGA316的功能可后抽样(post-decimation)执行，和/或在一些实施例中，该功能可以集成在ADC(例如，ADC320)中。连接303上的放大信号在DC偏移环路232以关联如图2B所述的方式经历DC偏移校正。经DC校正的信号提供给ADC320，其中对应于基带子系统130中的一个或多个组件(图1，例如DSP124)所指定的采样率对其进行采样。
然后，采样信号提供在连接305上，并在抽样滤波器322上对其处理(例如，在馈给FIR滤波器324之前，将ADC320的输出转换为较低的速率)。抽样滤波器322提供的抽样是从较高的频率向下采样到较低频率的操作，这可实现为整数速率转换或非整数速率转换。来自抽样滤波器322的下采样值通过连接307提供给FIR滤波器324。滤波后的信号通过连接309提供给高通滤波器327，其具有经由来自DC偏移校正控制逻辑119(图1)的控制输入而可调节的截止频率。高通滤波器327通过连接310将滤波后的信号提供给DAC328，在此处将该滤波信号信号转换为模拟信号，并通过连接313提供给平滑滤波器330。在平滑滤波器330，对该信号进一步滤波(例如，除去由DAC328执行的采样和保持操作所产生的伪信号毛刺)。然后，将平滑滤波器330的输出信号通过连接198提供给基带子系统130(图1)。
图3B是说明用于图3A的数字基带接收机201b的DC偏移校正系统200b的实施例的框图。所示的DC偏移校正系统200b使用“I”分支上的WCDMA系统组件，应该理解的是类似的DC偏移校正电路用作WCDMA基带部分312a(图3A)的“Q”分支以及GSM基带部分312b(图3A)的“I”和“Q”分支。如图3B所示，DC偏移校正系统200b包括DC偏移校正控制逻辑119、串行总线接口192以及DC偏移校正电路240b，该DC偏移校正电路240b包括高通滤波器(HPF)327和DC偏移环路232。DC偏移校正电路240b包括模拟和数字域方法的组合。高通滤波器327除去来自系统的DC。高通滤波器327的截止频率(如由DC偏移逻辑119确定)确定该高通滤波器327的稳定时间。例如，如果截止频率加倍，则稳定时间减少为原来值的一半。高通滤波器327自身是数字化实现的。例如，高通滤波器327具有可以通过改变高通滤波器327的系数来改变的截止频率。这些系数可以从DC偏移校正控制逻辑119经过串行总线接口192或者连接134编程。或者，一组对应于正常和快速稳定的系数(例如，2×、4×、8×、等)可以存储在接收机系统201b中，而速度选择可以驻留在存在于基带子系统130(图1)中的DC偏移校正控制逻辑119中。使用模拟方法实现的DC偏移环路232可以以关联图2B所述的方式调节带宽。
因此，对于DC偏移校正系统200b，总的DC偏移校使用模拟方法(DC偏移环路232)和数字方法(高通滤波器327)来实现。每个部分的截止频率可以独立调节并相互结合。如上所述，截止频率信息可以由DC偏移校正控制逻辑119提供以响应模式指示或模式改变。可以通过串行总线接口192操作DC偏移校正控制逻辑119，或者不通过串行总线接口192，而经由连接134。在一些实施例中，DC偏移校正控制逻辑119的功能可以驻留在接收机系统201b(图1)或其他RF子系统组件中，并且被触发以响应由基带子系统130(图1)传送的从休眠到空闲模式的改变(或反之亦然)。类似地，操作模式从CDMA或WCDMA到GSM的改变可以传送到驻留在基带子系统130(图1)中的DC偏移校正控制逻辑119，或者类似的功能驻留在RF子系统144(图1)的接收机系统201或其他RF子系统组件中。
图4是说明图2B和3B所示的DC偏移校正系统实施例对于休眠到空闲模式的预热和稳定周期所遵照的示例性时序的示意图。继续参考图2A-3B，所示的使能线470、472、474、476分别对应于基准晶体振荡器252、PLL元件290的其余组件、接收机系统201a、201b(接收机系统201a，201b的组件去掉DC偏移校正电路240a，240b，并假设PLL元件290和基准晶体振荡器没有集成在接收机系统201a，201b中)和DC偏移校正电路240a、240b的上电顺序。所示的使能线476在休眠模式开始(在开始点479)，尽管如下所述，其还提供传统的DC偏移校正电路(例如，没有带宽调节并且假设开始于空闲模式)开始上电的指示(开始点477)。上电之间的期间(包括预热和稳定时间)由大写字母A-D表示。相应地，振荡器252和PLL元件290的上电之间的期间由“A”表示，并由在时间471和473的使能时间描述。类似地，PLL元件290和接收机系统201a，201b的上电之间的期间由“B”表示，并由在时间473和475的使能时间描述。
同样地，接收机系统201a，201b(去掉DC偏移校正电路240a，240b)在开始时间475和传统DC偏移校正电路在477上电之间的期间由“C”表示。开始时间479表示DC偏移校正电路在休眠模式的过程中启动，并且由此，期间“D”表示用于DC偏移校正电路240a，240b在开始休眠模式时的预热和稳定时间，其根据带宽变化，可以少于100微秒。一些示例性持续时间为“A”等于2-3msec(微秒)、“B”等于1-2msec、“C”等于1-2msec。较短的预热时间对于便携式收发器100(图1)是有利的，这是因为实际上减少了不同电路块有效的时间量，因此使最大电流(current draw)最小化。反过来，较小的最大电流有助于增加便携式收发器100的待机时间。开始于时间479并增加了DC偏移校正电路240a，240b的带宽，这减少了在开始实际的数据解调前预热接收机所需的时间，并由此在VCO和PLL稳定之后(例如，在开始点473)立即开始实际的数据解调。否则，数据解调将会延迟到时间477。
图5是说明图2B和3B所示的DC偏移校正系统实施例对于从压缩的操作模式转换所遵照的示例性时序的示意图。WCDMA使能线502包括高信号电平和低信号电平。例如，点506与低信号电平相对应，导致开始于点506并结束于点508的周期的WCDMA模式的停止。在时间点508，WCDMA使能线502变为高信号电平，导致WCDMA模式的重新开始。点506和508所描绘的低电平信号表示WCDMA帧中产生的“间隙”，以使便携式收发器100(图1)进行如上所述的GSM测量。
GSM使能线504也包括高信号电平和低信号电平。例如，在点510，GSM使能线变成高信号电平，并由此开始压缩模式，其中测出WCDMA系统的多个测量值。在点512，GSM使能线变成对应于压缩模式停止的低信号电平。在一些实施例中，压缩模式的持续时间(由“D”表示)可以约为200微秒。点512和点514所描绘的时间段(持续时间由“D”表示)表示WCDMA稳定所需的时间，其包括DC偏移校正稳定时间。换言之，在时间段“D”期间，切换DC偏移校正电路的带宽以减少稳定时间。
依照以上说明，参考图6，其中说明并明确的是DC偏移校正逻辑119(图1)所利用的示例性方法的一个实施例，包括检测便携式收发器100(图1)的操作模式改变(步骤602)；响应该检测，发送第一信号以实现将DC偏移校正电路240(图1)从第一带宽改变到第二带宽，从而加速DC偏移校正电路240的稳定时间(步骤604)；以及发送第二信号以实现返回DC偏移校正电路中的第一带宽(步骤606)。
应该将图6的流程图中的任何过程说明或方框理解为代表性的模块、段或代码部分，其包括一个或多个用于实现特定的逻辑功能或过程中步骤的可执行指令，并且在本发明的优选实施例的范围内，包括可选的实现方法，其中的功能可以不按所示或讨论的顺序执行，包括并行或以相反的顺序，这取决于所涉及的功能，如本发明领域的技术人员所理解的那样。
尽管已经介绍了多个实施例，但是对于本领域的普通技术人员来讲显而易见的是，更多的实施例和实现方法都是可行的，并且都在所述系统和方法的范围内。
权利要求
1.一种直流偏移校正系统(200a，200b)，包括直流偏移校正电路(240a，240b)，具有可调节的带宽；以及控制逻辑(119)，配置为实现直流偏移校正电路的带宽改变。
2.如权利要求1所述的系统，其中所述直流偏移校正电路包括与控制逻辑(119)通信的切换网络(255)，所述的直流偏移校正电路包括具有第一电阻器(245)和第一电容器(249)的低通滤波器。
3.如权利要求2所述的系统，其中所述切换网络包括耦合到所述第一电容器的第二电容器或者耦合到所述第一电阻器的第二电阻器，其中所述切换网络响应于来自所述控制逻辑的信号，使所述第二电容器改变所述第一电容器的等效电容，所述的等效电容的改变实现所述带宽的改变，或者其中所述切换网络响应于来自所述控制逻辑的信号，使所述第二电阻器改变所述第一电阻器的等效电阻，所述的等效电阻改变实现所述带宽的改变，或者其中所述切换网络响应于来自所述控制逻辑的信号，使所述第二电阻器改变所述第一电阻器的等效电阻和使所述第二电容器改变所述第一电容器的等效电容，所述等效电容和等效电阻的改变实现带宽的改变。
4.如权利要求1所述的系统，其中所述直流偏移校正电路包括数字高通滤波器(327)，其中所述数字高通滤波器响应于来自提供响应速度信息的所述控制逻辑的信号，该数字高通滤波器包括基于来自所述控制逻辑的信号所选的滤波系数以改变所述数字高通滤波器的带宽，或者，其中所述数字高通滤波器响应于来自提供多个滤波系数中的一个的所述控制逻辑的信号，改变所述数字高通滤波器的带宽。
5.如权利要求1所述的系统，进一步包括设置在所述控制逻辑和所述直流偏移校正电路之间的串行总线接口(192)。
6.如权利要求1所述的系统，其中所述控制逻辑配置为响应于检测到的操作模式改变或者响应于所接收的模式命令，实现所述直流偏移校正电路的带宽改变。
7.如权利要求1所述的系统，其中所述控制逻辑配置为在休眠操作模式期间实现所述直流偏移校正电路的所述带宽增加，该休眠操作模式在该空闲操作模式之前，所述的带宽改变加速了所述直流偏移校正电路的预热和稳定时间中的至少一个，或者当所述直流偏移校正电路的稳定完成时，实现所述直流偏移校正电路的所述带宽减小，或者在压缩的操作模式期间，实现所述直流偏移校正电路的所述带宽增加，所述的带宽改变加速了所述直流偏移校正电路的预热和稳定时间中的至少一个。
8.如权利要求1所述的系统，其中所述直流偏移校正电路包括至少一个可变电阻器或至少一个可变电容器，或者两者的组合，其中所述可变电阻器响应于来自所述控制逻辑的信号，改变电阻以实现所述带宽的改变，其中所述可变电容器响应于来自所述控制逻辑的信号，改变电容以实现所述带宽的改变。
9.一种操作直流偏移校正系统的方法，包括提供直流偏移校正电路(240a，240b)，其配置为具有可调节的带宽；以及改变所述直流偏移校正电路的所述带宽。
10.如权利要求9所述的方法，其中改变所述带宽包括改变所述直流偏移校正电路的至少一个等效电容(249)，或者所述直流偏移校正电路的至少一个等效电阻(245)，或者两者的组合，或者其中改变所述带宽包括改变数字高通滤波器的带宽(327)。
全文摘要
公开了一种用于直流偏移校正的系统和方法。该系统的一个实施例包括直流偏移校正电路(240a，240b)，具有可调节的带宽；以及控制逻辑119，配置为实现所述直流偏移校正电路的带宽改变，以加速所述直流偏移校正电路的预热和稳定时间。
文档编号H04B15/00GK101095285SQ200580019284
公开日2007年12月26日 申请日期2005年4月12日 优先权日2004年4月13日
发明者巴拉·拉马钱德兰, 约翰·E·瓦沙 申请人:天工方案公司