专利名称：用于非屏蔽双绞线信号的放大器的制作方法
技术领域：
本发明属于模拟放大器，特别是与非屏蔽双绞线一起使用的放大器。
背景技术：
数据通信用户永远不断需要更快的服务。声学调制解调器通常能够传送最大56k字节每秒(kbps)。更高速度的宽带连接已鼓励内容提供商提供在较低速度不可行的服务，这些服务通常要求最小150kbps。数字用户路(DSL)提供高达几兆字节每秒(Mbps)的速度，其取决于从电话服务提供商的中心局(CO)到用户办事设备(CPE)的距离以及用户支付额外费用的意愿。在某些距离，以任何合理的价格均不可能获得高速DSL，因为技术不能达到。通常，消费者速度DSL不由距CO大于2.5英里的电信公司提供。因而，提供商的服务区域受CO的数量及其相互之间的邻近程度的限制。该局限源于DSL厂商利用现有非屏蔽双绞线(UTP)铜线网络，该网络自商用电话之初即已是电话基础设施的支柱。UTP的优点在于其依靠其用于承载普通电话连接而虚拟地进入每一家庭和办公场所。UTP的缺点在于其不太适合高频信号，因为所希望数据速率需要的高频率被导线媒质本身严重衰减。这是因为随连线长度建立的阻抗所致。
竞争宽带服务由电视电缆公司提供，其中光纤服务安装在附近地区。之后，有限数量的用户可经同轴导线共享距光纤连接终端至多约1.25英里远可用的总带宽。电缆宽带速度通常高于1Mbps。为与电缆提供商竞争宽带覆盖率及速度，DSL提供商被迫也安装更多的光纤连接，其更加远离CO，从光纤连接处可分散DSL UTP线路。由于劳动力、材料及接入权(某些情况下)，光纤的安装成本非常高。在美国，尽管宽带电缆目前已较DSL具有更多的市场，但宽带服务的总市场渗透还非常小。因而份额竞争非常有空间。
如果DSL提供商能经济地以现有的UTP基础设施扩展其市场覆盖率并提供可与宽带电缆竞争的数据速率，则应是经济的且DSL提供商可具有时间对市场优势。现有技术已主要基于中继器，其接收DSL信号、使用有关错误检测和校正协议解码DSL信号、然后再形成数据并用复原的信号中继站发送该数据。这样的方法成本非常高。相应领域的其它产品利用UTP基础设施，但需要电信公司在CO和CPE安装不同的设备，这同样成本高昂。
本发明经现有的UTP线路扩展DSL业务范围，不改变CO或CPE处的设备或软件，且通常具有较当前可达到的数据速率更高的速率。本发明的目标是使DSL服务提供商能够经济地扩展其市场覆盖率、在速度方面与宽带电缆提供商竞争、并使他们能够因较低的基础设施扩展资金需要而比宽带电缆提供商更快速地提高覆盖率和进行服务改进。
DSL技术基于CO处的数字用户线路接入多路复用器(DSLAM)板和客户房屋处的DSL调制解调器之间的双向连接。有一对一的关系。也就是说，单一、专用双绞线组从DSLAM上的单一端口延伸到客户的DSL调制解调器。没有其它的用户可为同一组导线服务。在房屋入口点处或其附近的分路器从专用于DSL使用的光谱分出分配给模拟声音信号(如果有)的频谱。较低的30khz预留供声音信号之用。DSL信号被分配一个或多个分开的、不相重叠的“上行链路”(朝向CO)方向频带和一个或多个不相重叠的“下行链路”(朝向CPE)方向频带。在这两个方向中流动的数据相互独立并同时流动，只是在同一时间通过同一媒质的方向不同，其通过频率而不是通过时间分开。因而，插入在房屋分路器和CO DSLAM之间的任何装置必须适应从接近直流到1100khz或更高范围的信号，而不管方向如何，其中“方向”在连接端是发射机(在CPE为上行链路、在CO为下行链路)和接收机(在CPE为下行链路、在CO为上行链路)时是不同的。
用于传输的非对称DSL(“ADSL”，ADSL意味着下行链路数据速率与上行链路数据速率不同)及对称DSL(“SDSL”)标准可用于将同时出现在UTP上的声音、上行链路和下行链路信号。这与高比特率DSL(“HDSL”)形成对比，其中下行链路数据被施加到一UTP组，而上行链路数据被施加到另一UTP组，且声音数据根本不由系统运送。工业标准(在ANSI T1.417及其它地方描述)通过频率范围分离不同的数据范畴。
在G.992.1(ADSL)标准的1100khz带宽中，有256个4.3125khz“桶”。出现在ADSL物理电线上的信号称为数字多频声(DMT)，因为其由不同频声的能量组成。DMT的桶的频率越高，随UTP电线长度的增加信号遭受越大的衰减。因此，相对于那些较低频率的桶，较高频率的桶的有效运送数据的能力被妨碍。
对于ADSL，从大约0Hz(桶0)到大约30khz(桶7)的带宽部分预留用于声音通道及其它信令。从大约34khz(桶8)到125khz(桶29)的带宽部分分配给ADSL上行数据流通道，因而包括随后的22个桶。随着UTP电线长度的增加，越来越少的上行数据流桶能够运送数据，从而导致上行数据流数据速率的降低。
从大约164khz(桶38)到1100khz(桶255)的带宽部分分配给下行数据流通道，因而包括上面的218个桶。随着UTP电线长度的增加，越来越少的下行数据流桶能够运送数据，从而导致下行数据流数据速率的降低。数据速率在CO和CPE之间协商。
超过大约18000英尺的常用UTP电话线之后，大多数相应的带宽被减小，大多数下行数据流桶被使得无用，经ADSL标准的通信完全中断。
在一般情况下，任意数量的不相重叠频带可被分配用于上行链路和下行链路数据，大概二者被轮流使用。例如，图1示出了交错DSL的一般分配方案。图2示出了ADSL的频带分配标准，其中只有一个频带(34khz到125khz)被分配给上行链路数据，及只有一个频带(164khz到1100khz)被分配给下行链路数据。高于1100khz的频谱未被使用。正在发展的其它标准可能一定程度上分配不同的频率块和/或利用更高的最大频率。本领域的技术人员将理解，本发明可应用于这样的不同频率分配，其为在此描述的各个电路块选择不同的元件值使得它们被调谐从而在适当的频率范围中滤掉或通过或放大。
本发明对ISO OSI模型层1起作用。也就是说，其是没有软件或协议或帧的综合的纯模拟设备。其捕获弱的有噪声的信号、对其进行清理和放大。因此，不管信号表示的是哪种协议，其均是有用的。本领域的技术人员将理解其在任何UTP传输系统内改善信号质量的适用性。
发明内容
电子电路插入在非屏蔽双绞线DSL连接的电信中心局和客户房屋设备之间。已通过所分配的频带分开的下行链路或上行链路信号按各自的信号条件处理分开。下行链路信号，通常具有比上行链路信号高的频率，被分开、放大、滤波、均衡、放大、及在UTP连接上驱动到CO。在另一实施例中，上行链路信号被分开、放大、滤波、均衡、放大、及在UTP连接上驱动到CO。任何声音信号通过与UTP上的上行链路和下行链路信号连接的低通滤波器在活动电路周围双向、无修改地传送。在另一实施例中，上行链路和下行链路信号不共享共同的UTP导线组，并被无混频或滤波的放大。
图1示出了交错系统的频带分配。
图2示出了ADSL系统的频带分配。
图3为本发明一般形式的框图。
图4为本发明的框图，其示出了ADSL实施情况下的主要功能块和信号流的方向。
图5为MIXER1的原理图。
图6为前置放大器的原理图。
图7为高通滤波器FILTER1的原理图。
图8为均衡放大器AMP1的原理图。
图9为低通滤波器FILTER2的原理图。
图10为低通滤波器FILTER3的原理图。
图11为多个峰值放大器和驱动器的原理图。
图12为放大器AMP2的原理图。
图13为AMP1的一组SPICE仿真。
图14为某些元件的值为距CO和CPE的距离的函数的表。
具体实施例方式
在本发明的一实施例中，模拟电路以CO和CPE之间的适当距离插入在UTP线路中。其为分隔三个或更多频带(分配给声音(如果有)的频带、上行链路、下行链路)的装置。本发明无修改地通过任何声音信号、滤波和放大上行链路和下行链路信号，之后将任何声音信号与上行链路或下行链路数据信号重新结合为适当信号。因此，如果所插入的设备因功率失效等发生故障，在用户房屋的电话将没有变化地继续运行。这满足行业需求，其要求与紧急号911的连通性不被损害。
图3示出了本发明的一实施例，适于频率分配方案，其中指明了多个“m”下行链路和多个“n”上行链路频带，其实例之一如图1中所示。来自CO的UTP线与混频器/分路器MIXER1.1316连接。前置放大器PREAMP1.1300和一个或多个带通滤波器(FILTER1.1-1304到FILTER1.1-m306)被提供用于m个下行链路频带中的每一个，每一滤波器被适当调谐以用于特定的频带。滤波器的输出与匹配数量的放大器AMP1.1-1308到AMP1.1-m310连接。放大器输出被提供给DRIVER1.1324，其驱动信号通过MIXER2.1而到UTP线上从而到CPE分路器。来自CPE的上行链路信号以类似的方式进行处理。如图1中所示，上行链路信号被分配n个频带。如果有声音信号，其将不被处理，而是经低通滤波器FILTER3.1330传送。
图4示出了ADSL系统的实施例。ADSL信号的频带分配实例如图7中所示。上行链路频带需要前置放大器和滤波器，下行链路频带还需要用于声音频带的低通滤波器。所插入的、称为双向差分宽带均衡放大器(BDBEA)100一端经线420和422上的差分信号与CO连接，另一端经UTP线452和454上的差分信号与CPE连接。首先看与CO连接的那端，第一元件为MIXER1400，其具有三个目的1)阻止线420和422上的声音信号进入PREAMP1402；2)使线456和458上的上行链路信号与线420和422上的下行链路信号分离；3)将来自线456和458上的AMP2的上行链路信号与线464和466上的声音信号混合。因此，MIXER1400是阻止器、分路器或混频器，取决于频带及每一信号被施加给MIXER1400的哪一端口。下行链路信号通过MIXER1400损失6db。
对于下行链路方向，下一阶段为PREAMP1402，通过线424和426与MIXER1400连接。PREAMP1402对下行链路信号和剩余的已放大的(通过AMP2416)上行链路信号提供大约12db的增益，因为所有上行链路信号未被MIXER11取消。在PREAMP1402的输出，不需要的上行链路信号的电压电平大大高于下行链路的信号的电压电平。下行链路信号表现为骑在上行链路信号上的纹波。因此，需要FILTER1404滤掉上行链路信号，留下所需要的下行链路信号。
FILTER1404的输入通过线428和430与PREAMP1402的输出连接。信号所分配的频带低于下行链路频带，其为上行链路频带，没有信号被分配以高于下行链路的频带。因此，FILTER1404是高通滤波器，其截止频率正好低于165khz。在FILTER1404的输出，剩下的唯一信号为下行链路信号，上行链路信号比下行链路信号大约低70db。FILTER1404的输出通过线432和434与AMP1406的输入连接。下行链路信号通过FILTER1404大约损失6db。
剩下的下行链路信号由峰值均衡放大器AMP1406强烈放大，根据频率提供大约28db到46db的增益。
均衡是在某一“设定频率”增加或降低信号强度，但较少影响其它频率。峰值均衡器在指定的设定频率及接近设定频率的频率范围放大。设计的Q设定将被放大的频带的宽度；其影响将具有大致类似的放大量的设定频率周围的频率范围。均衡影响桶的数据运送能力，因为其改变基本和谐波频率的强度关系。
由于BDBEA100放在CO和CPE之间，在一实施例中，峰值均衡器的设定频率和下行数据流信号的Q补偿已经由从CO到BDBEA100的导向长度的影响导致的信号衰减，并预补偿因从BDBEA100到CPE的导线长度的影响可能导致的信号衰减。这使得下行链路数据信号到达CPE调制解调器时已被预补偿。
线407上的AMP1406的输出为单端输出且不足够强，从而不足以驱动UTP线452和454。由此，线407与DRIVER1408连接，其增大信号强度并向线436和438上的MIXER2410提供差分信号。
在ADSL系统的一实施例中，其中下行链路信号被分配给比上行链路信号高得多的频率范围，均衡和预补偿只在下行数据流信号上使用。在另一实施例中，均衡和预补偿被用在大多数或所有上行链路和下行链路频带上。
MIXER2410与CPE分路器连接，继而与UTP线452和454上的CPE DSL调制解调器连接。因此，输入的下行链路信号已被清理、放大，并经UTP连同来自线460和462的声音信号一起中继站发送。
在ADSL应用的一实施例中，通过BDBEA100的上行链路通道与下行链路通道几乎一样。区别仅在于AMP2416不是均衡放大器及在AMP2416和MIXER1400之间没有驱动器阶段。在ADSL系统中，上行链路方向不需要均衡放大器，因为较低的频谱分配导致上行链路信号不会遭受与下行链路信号一样多的信号损失。同样，FILTER2414与FILTER1404不同，因为FILTER2414为低通滤波器，其滤掉尚存在于线444和446上的任何下行链路信号。上行链路方向的最后阶段为AMP2416，其在被MIXER1400混合及随后连同来自线464和466的声音信号一起传送给UTP线420和422上的CO之前提供大约6db到26db的增益。
MIXER1400和MIXER2410是相同的电路。在此将详细阐述MIXER1400。本领域技术人员将看出MIXER2410的相应细节。
参考图5，线420和422上的正和负信号COp和COn来自CO。全部直流到1100khz信号均由这些线路运送。DSL变压器500将CO信号与BDBEA100隔开，并有效地阻止直流到30khz的声音信号。同时，信号Acpep和Acpen由AMP2416以非常高的电平呈现在线路456和458上，远高于来自变压器500的输出的下行数据流信号。变压器500的左侧(如图5中所见)表示如下行链路信号所见的变压器的次级。但其也表示(放大的)上行链路信号Acpep和Acpen所见的变压器的初级。这是MIXER1400和MIXER2410的双重特性输入和输出，真正的双向定义。变压器500呈现给CO的阻抗与CO的阻抗即行业标准的100欧姆精密匹配是非常重要的。这可通过50欧姆的电阻器Rtcon502和Rtcop504与考虑变压器500的初级的上行链路信号串联而实现。电容器Ccoac506阻止任何直流分量被通过变压器500的初级。
变压器500的输出508和510与R/2R混合耦合器512连接，其包括电阻器R1cop514、R1con516、R2con518和R2cop520。混合耦合器512使得呈现给线路424和426上的PREAMP1402的混合信号中的不需要的上行链路信号的信号强度降低大约6db。电阻器514、516、518和520的值并不重要，只要它们的比为2∶1即可。图5中给出了标称值。
现在参考图6，详细设计宽带PREAMP1402。PREAMP1402和PREAMP2412在结构上相同，但可具有不同的增益。本领域的技术人员从这里的描述将理解PREAMP2412的使用。PREAMP1402的输入是线路424和426上的信号，MIXER1400的输出。在该点，信号包含下行链路信号及一些剩下的上行链路信号。滤波器阶段FILTER1404将去除剩下的上行链路信号，但需要较好的信号强度进行工作，因而需要PREAMP1402进行放大。PREAMP1402是差分放大器。线路424和426上的信号之间的相位关系通过将它们分别连接到放大器600和602的正相输入而保持。放大器的增益由反馈电阻器Rcoip604、Rcoin606和Rcog608控制。Rcoip604和Rcoin606的推荐值应考虑制造商对运算放大器600和602的说明。通过PREAMP1402所得的增益为大约12db。对PREAMP1402和PREAMP2412应小心以确保不会出现削波。差分输出线路428和430与高通滤波器FILTER1404连接。
FILTER1404在图7中详细示出。在一实施例中，FILTER1404为九阶椭圆滤波器。本领域的技术人员应知道其它适当的高通滤波器。FILTER1404的实现方式并不重要，只要其使用能强烈衰减低于164khz的信号而较少或不衰减高于164khz的信号的高通滤波器即可。电阻器Rbpp700、Rbpn702、Rbpsp704及Rbpsn706用于阻抗匹配。FILTER1404经线路428和430与PREAMP1402连接。FILTER1404的输出在线路432和434上，与AMP1406连接。
AMP1406为峰值均衡放大器。参考图8，来自FILTER1404的输入信号经线路432和434与视频差放大器800连接。视频差放大器800的增益由线路804上的电压控制。线路802接地。增益按下面的关系式确定Gain800=Z(Rdfc)Z(Rdbb,Cdbb)+1]]>视频差放大器800的峰值增益频率由电容器Cdbb808强有力地控制。随Cdbb808的值增加，峰值增益频率下降。在CO和CPE的DSLAM协商它们之间的数据速率。它们将把大多数数据装入较低的桶，在那里的损失比上面的桶小，其被分配较高的频率。因此，在一实施例中，峰值增益频率被设定为略低于下行数据流频带的最高频率。
图13示出了各个元件值的SPICE仿真。所有仿真均以Rdfc812为1k欧姆进行。在图13A中，Cdbb＝33nF，Rdbb＝10欧姆。峰值增益在805khz处，且最大增益为43db。通过将Cdbb808改为47nF，在图13B中可以看到峰值增益频率下降到671khz，而最大增益几乎没有变化。相反，将Rdbb810改为5欧姆(Cdbb为33nF)，在图13C中可以看到频率保持在805khz，增益增大到48db。对于Rdbb＝5欧姆，其峰值增益的滚降比Rdbb＝10欧姆的情形陡。
来自AMP1406的输出为线路407上的单端信号。该信号通过限流电阻器Rdse809呈现给DRIVER1408的环形线圈807。环形线圈807的目的在于再次具有差分信号。环形线圈807的次级将差分信号呈现给线路815和817上的放大器816和818。
放大器816和818为UTP线路452和454的驱动器，带有MIXER2410提供的耦合。
AMP1406和DRIVER1408的全部增益的最佳值取决于距CO的距离和距CPE的距离。另外，在AMP1406的增益和DRIVER1408的增益之间有相互影响，在UTP线路452和454上将准许行业标准的最大功率，及MIXER2410中的R/2R混合耦合器可有效减少不需要的下行链路信号，使得FILTER2414可向AMP2416提供其中下行链路信号已被足够衰减的信号。在一实施例中，AMP1406和DRIVER1408被按图表配置以Rdfc812和Rddg814的值，该图表可用于配置BDBEA100用于特定的距CO和CPE的距离。一个例子如图14中所示。图14用于从CO到BDBEA100为13500英尺的安装。列A列出了从BDBEA100到CPE的多个距离，从3000英尺到13000英尺。对于每一距离，在列B和C中可分别发现Rdfc812和Rddg814的相应值。这些值已以经验为主进行确定，考虑了刚才描述的权衡因素。
MIXER2410经线路436和438与DRIVER1408连接。MIXER2410将下行链路信号传给延伸到CPE房屋分路器的UTP导线452和454。此外，线路460和462上的声音信号在该点(在MIXER2410之外)物理上与UTP线路452和454连接，因而保持CO和CPE之间的声音信号的双向连接。MIXER2410与MIXER12一样进行设计和运行，尽管很显然现在下行链路信号是不需要的信号及上行链路信号是呈现给PREAMP2412的所需信号。MIXER2410经线路440和442与PREAMP2412连接。
如上所述，PREAMP2412结构上与PREAMP1402一样。两个前置放大器的增益可以不同，每一个被设定以在没有削波的情况下提供尽可能多的增益。PREAMP2412经线路444和446与FILTER2414连接。
FILTER2414与FILTER1404不同。FILTER2414为低通滤波器，其截止频率刚好高于125khz。结果是通过上行链路信号同时衰减下行链路信号。图9中所示的设计为九阶椭圆滤波器，尽管与FILTER1404一样有许多本领域技术人员可选择的其它低通滤波器设计。图中示出了该设计的建议元件值。电阻器900、902、904和906被选择来提供阻抗匹配。FILTER2414经线路448和450上的信号与AMP2416连接。在FILTER2414的输出，不需要的下行链路信号比上行链路信号大约低70db。
如图12中所示，因为前面阐述的原因，AMP2416不是均衡放大器。其在线路448和450上的输入信号和线路456和458上的输出信号之间提供6db到26db的增益，线路456和458与MIXER1400连接。AMP2416具有足够的增益使得不需要驱动器阶段。出于与设置AMP1404和DRIVER1406的全部增益时相同的考虑，AMP2416增益以经验为主进行确定。再次参考图14，对于列明在列A中的每一距CPE的距离，有Rudg950的推荐值(图12)。
在一实施例中，对于系统如ADSL2和VDSL，其中有多个上行链路和/或下行链路频带，为每一频带提供滤波器和放大器。再次参考图3，对于具有两个下行链路频带(m＝2)的系统，一实施例包括FILTER1.1-1和FILTER1.1-2，每一带通滤波器用于所分配的频带。每一滤波器输出与放大器连接，其增益和峰值增益频率被调谐以用于感兴趣的频带。图11示出了怎样配置每一放大器。运算放大器1110在线路1100和1102上接收来自FILTER1.1-1304的信号。如AMP1406的ADSL实施例处所述，Rdbb.11120和Cdbb.11122为所分配频带的最佳频率和增益进行确定。运算放大器1112在线路1104和1106上接收来自FILTER1.2的信号。由于运算放大器1112被呈现以不同于运算放大器1110的频带的信号，Rdbb.21106和Cdbb.21108的最佳值不同于运算放大器1110的相应元件的值。所得到的这两个放大器的输出(在限流电阻器之后)与线路407相连，其进一步与DRIVER1408中的环形线圈807连接。
本领域的技术人员将理解这种布置可扩展到任意数量的上行链路和/或下行链路频带。在一实施例中，上行链路信号被分配用于信号足够高从而导致明显信号损失的频带，因而使用一个或多个峰值均衡放大器。在另一实施例中，这些信号被给予另一增益阶段(DRIVER2328，图3)以补偿高频损失和/或距CO的距离。
在一实施例中，声音信号出现在CO和CPE之间的UTP线路上。在这种情况下，低通滤波器FILTER3418在BDBEA100的活动电路周围传送信号。FILTER3418的一个例子如图10中所示，尽管本领域技术人员将知道几种另外的低通滤波器设计。
在一些DSL系统中，一组UTP导线专用于下行链路信号，另一组UTP导线专用于上行链路信号。没有为声音信号提供导线。由于上行链路和下行链路信号被分开，放大器不比提供混频器或滤波器，简化了每一UTP组中的均衡放大器，如果需要，具有用于耦合的DSL变压器。
权利要求
1.电子电路，包括第一双向端子；与第一双向端子连接的第一混频器；与第一混频器连接的第一放大器；与第一放大器连接的一个或多个第一滤波器；与第一一个或多个滤波器连接的一个或多个第二放大器；与一个或多个第二放大器连接的第一驱动器；与第一驱动器连接的第二混频器；与第二混频器连接的第二双向端子；与第二混频器连接到的第三放大器；与第三放大器连接的一个或多个第二滤波器；与一个或多个第二滤波器连接继而与第一混频器连接的一个或多个第四放大器。
2.根据权利要求1的电子电路，还包括连接在第四一个或多个放大器和第一混频器之间的第二驱动器。
3.根据权利要求1的电子电路，其中第一混频器还包括包括初级和次级线圈端的第一变压器，所述初级线圈端与第一双向端子相连，所述次级线圈端与R/2R混合耦合器及一个或多个第四放大器相连。
4.根据权利要求2的电子电路，其中第一混频器还包括包括初级和次级线圈端的第一变压器，所述初级线圈端与第一双向端子相连，所述次级线圈端与R/2R混合耦合器及一个或多个第二驱动器相连。
5.根据权利要求1或2的电子电路，其中第一放大器为差分放大器。
6.根据权利要求5的电子电路，其中差分放大器还包括其正相输入与第一差分输入相连的第一运算放大器和其正相输入与第二差分输入相连的第二运算放大器，其中第一运算放大器的反相输入与反馈电阻器的第一端子相连，第二运算放大器的反相输入与反馈电阻器的第二端子相连。
7.根据权利要求1或2的电子电路，其中第一一个或多个滤波器为低通滤波器。
8.根据权利要求1或2的电子电路，其中第一一个或多个滤波器为带通滤波器。
9.根据权利要求1或2的电子电路，其中一个或多个第二放大器还包括与第一一个或多个滤波器连接的视频差放大器；视频差放大器的增益设置反馈电路，其包括连接在视频差放大器的输出及其增益设置输入之间的第一电阻器，所述增益设置输入还与所述第一电阻器并联连接到由第二电阻器和第一电容器串联接地组成的假接地基准点；限流电阻器，其第一端子与视频差放大器的输出相连，第二端子连接环形线圈的第一初级线圈端；环形线圈还包括第二初级线圈端、第一次级线圈端和第二次级线圈端，所述第二初级线圈端接地，所述第一次级线圈端与第一运算放大器的正相输入连接，所述第二次级线圈端与第二运算放大器的正相输入连接；所述第一和第二运算放大器连接为差分放大器，其中电阻器连接在第一运算放大器的反相输入和第二运算放大器的反相输入之间。
10.根据权利要求1或2的电子电路，还包括截止频率不高于34khz的低通滤波器，第一双向端子和第二双向端子与第一混频器和第二混频器并联连接。
全文摘要
模拟电子电路(100)放在数字用户线路系统的电信提供商的中心局和客户房屋设备之间，所述系统使用非屏蔽双绞线(UTP)。电子电路(100)用第一混频器(400)将下行链路信号与上行链路信号分开。如果有声音信号，其在电子电路(100)周围无修改地发送。下行链路信号被放大(402)、滤波(404)、用一个或多个峰值均衡放大器再次放大(406)，之后用提供功率以驱动下行链路信号通过UTP线路上的第二混频器到客户房屋设备的驱动器(407)放大。电子电路用第二混频器将上行链路信号与下行链路信号分开。上行链路信号被放大、滤波、再次放大，之后通过第一混频器驱动到与中心局连接的UTP上。
文档编号H04L12/66GK101023641SQ200580023512
公开日2007年8月22日 申请日期2005年7月11日 优先权日2004年7月12日
发明者路易斯·拉萨瓦尔, 爱德华·保尔·蓬甘尼斯 申请人:菲洛杰公司