无线通信装置及无线通信方法

专利名称：无线通信装置及无线通信方法
技术领域：
本发明涉及对多载波传送方式组合频谱扩展(spread spectrum)并进 行无线通信的无线通信装置及无线通信方法。
背景技术：
一直以来，作为下一代的移动通信技术的有力候补，组合了多载波传 送技术以及基于频谱扩展的CDMA技术的多载波CDMA (以下称为 "MC-CDMA")正在受到关注。在该MC-CDMA中，对数据符号(data symbol)实施频谱扩展，将频谱扩展后的信号分配给OFDM的子载波。图 15是表示进行MC-CDAM通信的发送机的概略构成的框图。在发送机150 中，应发送的数据被编码部151附加了纠错码，由调制部152进行调制。多路复用部(Mux部)153将被并列变换为子载波数的调制数据、和 接收侧推定接收SIR用的导频信号进行多路复用。然后，用S/P变换部154 变为并行信号。进而，各信号在复制部155中成为多个信号。在此被复制 的数目与扩展因子(spreading factor)相等。也就是说，例如若将扩展因 子设为16，则复制16个。针对复制后的信号，用乘法器157按照顺序与 由扩展码发生部156发生的扩展码(spread code)进行乘法运算。然后，IFFI部158进行傅立叶变换，用保护间隔插入部159插入保护 间隔，变为OFDM信号。在此，各子载波按照顺序被扩展。也就是说， 从SB1 (子载波1)到SB16为止，用扩展码1 — 16扩展第1数据符号， SB17—32用扩展码的1一16扩展第2数据符号。这样，通过扩展处理将 原来的数据符号变换为16倍的扩展符号，因此传送速率下降到1/16，但 在频谱扩展中，由于可以利用不同的扩展码进行多路复用，故可以保持传 送速率。图16是表示扩展后的符号与解扩展后的符号的形态的图。各扩展后
的信号如图16所示，以多路复用后的形态发送，但在进行了解扩展时， 由于符号间正交，故多路复用后的信号可以完全分离，而不会成为干扰成 分。也就是说，扩展码a (t)与b (t)之间，以下的关系成立。[式1〗力"(0 *柳=0这样，完全正交的信号相对于扩展因子16而言最大为16个，因此在 进行了 16路复用的情况下，传送速率与没有进行扩展时相同，因频谱扩 展而速度降低的影响消失。另一方面，作为MC-CDMA的变形，提出一种采用频率与时间轴的 二维来进行扩展的方式。在该二维扩展中，1个数据调制符号在SFTime个 连续的OFCDM (Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing)符 号以及SFFreq个连续的子载波中被扩展，整体的扩展因子可以用SF-SF^meXSFFreq来表示。在此，SFTime表示时间区域内的扩展因子，SFFreq 表示频率区域内的扩展因子。在二维扩展中，根据小区构成来控制整体的扩展因子。即，根据来自 基站的控制信息，移动台设定扩展因子。进而，通过根据传播条件、信道负载及无线参数等，自适应地控制SFt^及SFFreq，从而在蜂窝系统或独立小区环境双方中可以谋求信道容量的增加a非专利文献h信学技報RCS200-136「:/口一K^夂:y卜無線 7夕ir7(D検討」非专利文献2: NTT K3乇亍夕-力/P-亇一于少Vol.11 No2「第4 世代無線7夕七7技術特集j然而，如图17所示，由于传播路径的状况的不同，有时所发送的信 号由于多路径而受到频率选择性衰落。在图17的左侧表示发送侧的频谱， 在右侧表示终端侧的频谱。如图17所示，在终端侧的频谱中，产生接收 电平强的地方和弱的地方。结果，如图17的右上方所示，各子载波的接 收电平形形色色。在这种状况下，在对接收信号进行了解扩展的情况下， 由于16子载波的振幅电平不同，故多路复用的码丧失正交性。艮口，在16子载波的振幅电平相同的情况下，如图18的上侧所示，可
以进行仅有信号的检测，但在16子载波的振幅电平不同的情况下，如图 18的下侧所示，多路复用后的码成为干扰，接收灵敏度大幅度劣化。这这 种状况如下式所示。 [式2]16作为解决策略，采取对各子载波的振幅乘以计算过的倍率，以使解 扩展前的振幅相同的处理方法；或以使干扰成分最小的方式进行数值计算 并进行处理的方法。然而，在这种方法中，被告知无法除去干扰成分，并且保持劣化后 的性能。发明内容本发明正是鉴于上述问题而进行的发明，其目的在于提供一种可以减 少多路复用后的信号的干扰的无线通信装置及无线通信方法。(1) 为了达成上述目的，本发明采取以下手段。即，本发明涉及的 无线通信装置，其组合多载波传送方式与频谱扩展来进行无线通信，该无 线通信装置具备重排控制部，其根据从通信对象处接收到的表示各子载 波的接收功率的接收功率信息，对各子载波进行与接收功率的大小对应的 位次排列，按照所述位次高的顺序或者低的顺序，根据扩展因子对子载波 进行分组化；和重排部，其按照每个所述分组分配扩展码。这样，由于针对各子载波按照与接收功率的大小对应的位次高的顺序 或低的顺序，根据扩展因子将子载波分组化，按照每个分组来分配扩展码， 故扩展后的信号为基本相同的振幅电平。因此，若在接收侧进行解扩展， 则用多路复用的其他扩展码扩展后的信号可以基本保持正交关系。结果， 用其他扩展码进行了扩展的信号不会成为干扰成分，可以防止信号的劣 化，能够实现高品质的通信。(2) 再有，本发明涉及的无线通信装置，其根据从通信对象处接收 到的传播路径信息，决定各子载波中的自适应调制参数，组合多载波传送 方式与频谱扩展来进行无线通信，该无线通信装置具备自适应调制控制
部，其根据扩展因子对所述已决定的自适应调制参数相同的子载波进行分组化；和重排部，其按照每个所述分组分配发送信号，并且按照每个所述 分组分配扩展码。这样，因为根据扩展因子对自适应调制参数相同的子载波进行分组 化，按照每个分组分配发送信号，并且按照每个分组分配扩展码，故扩展 后的信号为基本相同的振幅电平。即，在自适应调制系统中，对于接收功 率不同的子载波而言，以某种程度等间隔进行划分级别，因此调制度或编 码率相同的子载波在接收侧的功率也相等。因此，若在接收侧进行解扩展，则用多路复用的其他扩展码扩展后的信号可以基本保持正交关系。结果， 用其他扩展码进行了扩展的信号不会成为干扰成分，可以防止信号的劣 化，能够实现高品质的通信。(3) 进而，本发明涉及的无线通信装置，其根据从通信对象处接收 到的传播路径信息，决定由多个子载波构成的多个子载波组中的自适应调 制参数，组合多载波传送方式与频谱扩展来进行无线通信，该无线通信装 置具备重排部，其按照每个所述子载波组分配发送信号，并且按照每个所 述子载波组分配扩展码。这样，因为对子载波进行分组化，按照每个分组进行扩展，所以与按 照每个子载波分配扩展码的情况相比，可以进一步简化处理。再有，按照 自适应调制参数相同的每个子载波组分配发送信号，并且按照每个子载波 组分配扩展码，因此扩展后的信号为基本相同的振幅电平。即，在自适应 调制系统中，调制度或编码率相同的子载波组在接收侧的功率也相等。因 此，若在接收侧进行解扩展，则用多路复用的其他扩展码扩展后的信号可 以基本保持正交关系。结果，用其他扩展码进行了扩展的信号不会成为干 扰成分，可以防止信号的劣化，能够实现高品质的通信。(4) 还有，本发明涉及的无线通信装置，其特征在于，在频率轴及 时间轴两个方向上进行扩展，组合多载波传送方式与频谱扩展来进行无线 通信，该无线通信装置还具备频率扩展因子计算部，其按照使频率轴方向 的扩展因子和时间轴方向的扩展因子之积为恒定值的方式计算在所述频 率轴方向上扩展的子载波数。这样，由于以使频率轴方向的扩展因子和时间轴方向的扩展因子之积 为恒定值的方式计算在频率轴方向上扩展的子载波数，故只需少数的应与 基本相同的振幅电平吻合的子载波数即可。结果，因为子载波间的振幅偏 差减少，故丧失正交性的情况减少，可以防止干扰的增大。(5) 再有，本发明涉及的无线通信装置，其按照每个控制对象即终 端装置分配通信时隙并进行无线通信，其中通信时隙根据以恒定时间长度 确定的一个以上的时间信道、和以恒定频带确定的一个以上的频率信道而 特定，该无线通信装置具备重排控制部，其按照每个所述终端装置分配 子载波；和重排部，其向分配给所述各终端装置的子载波分配扩展码。这样，由于按照每个终端装置分配子载波，然后向分配给各终端装置 的子载波分配扩展码，故各终端装置中的接收功率基本恒定。即，在按照 每终端装置分配上述通信时隙的系统中，与对子载波随便分配的情况相 比，子载波的振幅电平偏差非常少。因此，若在接收侧进行解扩展，则用 多路复用的其他扩展码扩展后的信号可以基本保持正交关系。结果，用其 他扩展码进行了扩展的信号不会成为干扰成分，可以防止信号的劣化，能 够实现高品质的通信。(6) 进而，本发明涉及的无线通信装置，其特征在于，所述重排控 制部根据从通信对象处接收到的表示各子载波的接收功率的接收功率信 息，按照扩展因子对具有大致相同的接收功率的子载波进行分组化，将分 组化后的子载波分配给所述各终端装置。这样，由于根据扩展因子对具有大致相同的接收功率的子载波进行分 组化，并将分组后的子载波分配给各终端装置，故扩展后的信号为基本相 等的振幅电平。因此，若在接收侧进行解扩展，则用多路复用的其他扩展 码扩展后的信号可以基本保持正交关系。结果，用其他扩展码进行了扩展 的信号不会成为干扰成分，可以防止信号的劣化，能够实现高品质的通信。(7) 还有，本发明涉及的无线通信方法，组合多载波传送方式与频 谱扩展来进行无线通信，该无线通信方法至少包括以下步骤从通信对象 处接收表示各子载波的接收功率的接收功率信息的步骤；根据所述接收到 的接收功率信息，对各子载波进行与接收功率的大小对应的位次排列的步 骤；按照所述位次高的顺序或低的顺序，根据扩展因子对子载波进行分组 化的步骤；和按照每个所述分组分配扩展码的步骤。
这样，由于针对各子载波按照与接收功率的大小对应的位次高的顺序 或低的顺序，根据扩展因子将子载波分组化，按照每个分组分配扩展码， 故扩展后的信号为基本相同的振幅电平。因此，若在接收侧进行解扩展， 则用多路复用的其他扩展码扩展后的信号可以基本保持正交关系。结果， 用其他扩展码进行了扩展的信号不会成为干扰成分，可以防止信号的劣 化，能够实现高品质的通信。发明效果根据本发明，由于扩展后的信号为基本相同的振幅电平，故若在接收 侧进行解扩展，则用多路复用的其他扩展码扩展后的信号可以基本保持正 交关系。结果，用其他扩展码进行了扩展的信号不会成为干扰成分，可以 防止信号的劣化，能够实现高品质的通信。


图1是表示第一实施方式涉及的发送机的概略构成的框图。图2是表示根据子载波的接收功率进行重排的形态的示意图。 图3是表示重排动作的流程图。图4是表示调制方式与编码率、和所需要CNR之间的关系的图。图5是表示以调制方式或编码率进行分组化的例子的图。图6是表示第二实施方式涉及的发送机的概略构成的框图。图7是表示使自适应调制解调的分组化与扩展分组一致的动作的流程图。图8是表示使自适应调制解调的分组化与扩展分组抑制的动作的流程图。图9是表示第三实施方式涉及的子载波的分块的概念的图。图IO是表示二维中的扩展的形态的图。图11是表示进行二维扩展的发送机的概略构成的框图。图12是表示OFDMA的概念的图。图13是表示OFDMA的发送机的概略构成的框图。图14是表示OFDMA中的子信道化的图。图15是表示进行MC-CDMA通信的发送机的概略构成的框图。
图16是表示扩展后的符号与解扩展后的符号的形态的图。 图17是表示根据传播路径状态的不同、被检测出的接收信号不同的 形态的图。图18是表示根据传播路径状态，信号劣化且噪声增加的形态的图。 图中l一发送机，2 —编码部，3 —子载波调制部，4一多路复用部(Mux 部)，5 — S/P变换部，6—复制部，7—扩展码发生部，8—乘法器，9—重 排控制部，IO—发送信号重排部，ll一IFFT部，12—保护间隔插入部，61 一发送信号重排部，62—自适应调制控制部，63—编码部，64 —扩展码发 生部，65 —乘法器，66 —子载波调制部，67 —多路复用部(Mux部)，68 一S/P变换部，69—IFFT部，70 —保护间隔插入部，IOO —发送机，IIO — 频率扩展因子计算部，130 —发送机，131—发送信号重排部，132—OFDMA 控制部，133 —编码部，134 —扩展码发生部，135 —乘法器，136 —子载波 调制部，137—多路复用部(Mux部)，138 —S/P变换部，139—IFFT部， 140 —保护间隔插入部。
具体实施方式
以下参照附图，对本发明的实施方式进行说明。 (第一实施方式)图1是表示第一实施方式涉及的发送机的概略构成的框图。在发送机 l中，针对应发送的数据由编码部2附加纠错码，由子载波调制部3进行 调制。多路复用部(Mux部)4将以子载波数并行变换后的调制数据和接 收侧用于推定接收SIR的导频信号迸行多路复用。然后，在S/P变换部5 中成为并行信号。进而各信号在复制部6中成为多个信号。在此，被复制 的个数与扩展因子相等。也就是说，例如若将扩展因子设为16，则复制 16个。针对复制后的信号，在乘法器8中按照顺序用扩展码发生部7中发 生的扩展码进行乘法运算。重排控制部9进行控制，以使对接收机侧的接收功率基本相等水平的 信号进行分组并扩展后的各信号在接收机侧的接收电平上不会出现大的 差别。发送信号重排部IO改换用扩展码进行了乘法运算后的信号的顺序。 然后，在IFFT部ll中进行傅立叶变换处理，在保护间隔插入部12中插 入保护间隔，成为OFDM信号。在此，各子载波按照顺序被扩展。也就是说，从SB1 (子载波1)到 SB16，用扩展码的1-16扩展第1数据符号，SB17-32用扩展码的1-16扩 展第2数据符号。这样通过扩展处理，原来的数据符号可以变换为16倍 的扩展符号，因此虽然传送速率降低到1/16，但在频谱扩展中可以利用不 同的扩展码进行多路复用，故可以保持传送速率。图2是表示根据子载波的接收功率进行重排的形态的示意图。在图2 中由于是示意图，故全部的子载波为11路，基本相同电平的子载波为3 路，但在实际的系统中，全部的子载波为几百路，基本相同电平的子载波 也存在有几十路。该情况下，针对基本相同电平的子载波可以分配扩展码。图3是表示重排动作的流程图。首先，根据接收侧的接收功率信息， 输入按子载波分类的功率信息(步骤S1)。接着，进行基于功率基准的子 载波的附加编号(步骤S2)。在此，按照接收功率高的顺序附加编号。例 如在图3所示的例子中，子载波编号为38号的子载波的接收功率最高， 子载波编号为12号的子载波的接收功率排第三。接着，根据扩展因子， 迸行子载波的分块(分组化)(步骤S3)。第1块由接收功率比最高基准值 还高的子载波构成，由接收功率排在第1到第16的子载波构成。例如， 如图3所示，子载波编号为11号、12号、38号、39号…。第2块由接收 功率比第二高的基准值还高的子载波构成，由接收功率排在第17到第32 的子载波构成。例如，如图3所示，子载波编号为35号、36号、100号、 105号…。然后，扩展后的1个数据符号被扩展为各块的16子载波(步骤S4)， 并被发送。这样，通过进行重排，从而扩展后的信号成为几乎相同的振幅电平， 因此在接收侧通过进行解扩展，从而用多路复用的其他扩展码进行了扩展 的信号基本保持正交关系。结果，用其他扩展码进行了扩展后的信号不会 成为干扰成分，可以防止接收信号的劣化。该情况下，在重排振幅电平的过程中，需要使发送机侧知道接收机侧 的每个子载波的接收电平，但由于在自适应调制系统中提出各种方法，故 该方法通过同样的处理，就可以在发送机侧知道接收侧的电平。
再有，在本发明中，在进行分组化的情况下，需要扩展因子的个数或 使之为整数倍，即使为基本相同的接收功率的子载波，也会产生若干振幅 差。该情况下，将发送子载波的功率调整少许，按照每个子载波进行发送 输出调整，使接收电平一致的方法也是有效的。(第二实施方式)在OFDM的调制中，公知根据接收机侧的接收电平来改变调制度的自 适应调制解调方式。在自适应调制解调方式中，成为针对接收机侧的接收 电平，准备多个调制度、编码率，根据各自需要的所需CNR(Carrier to Noise ratio)来改变这些调制度、编码率后进行发送的系统。图4是表示调制方式与编码率、和所需CNR的关系的图。在图4中 示出8种编码/调制方式的组合。在自适应调制系统中，这样准备所需CNR 不同的多种方式，根据每个子载波的接收状态进行从中选择最佳调制方式 的动作。另外，这是一例，实际上有时也选择更多的编码率。再有，记载的所 需CNR根据整个系统或纠错方式而改变，故图4所示的例子只是一例， 但如图4所示，各方式以具有某种程度的等间隔性的方式准备所需CNR。在第二实施方式中，将本发明应用于自适应调制系统中。图5是表示 以调制方式或编码率进行分组化的例子的图。即，在第二实施方式中，如 图5所示，以相同调制方式、编码方式的分组作为扩展的单位。图6是表示第二实施方式的发送机的概略构成的框图。发送信号重排 部61根据从自适应调制控制部62输入的信号，分配与各调制方式、编码 方式对应的信号。在图4所示的例子中，分为8种。分配后的各信号在编 码部63中，在各分配后的分组内分别被实施相同的编码。而且，扩展码 发生部64所生成的扩展码由乘法器65进行乘法运算并被扩展后，在子载 波调制部66中被实施调制。然后，在多路复用部(Mux部)67中附加/多路复用导频信号，由S/P 变换部68执行并行串行变换而分配给各子载波。而且，在IFFT部69中 进行傅立叶变换处理，在保护间隔插入部70中插入保护间隔，成为OFDM 信号。
另外，在此为了容易理解，分别示出编码部63、子载波调制部66， 但作为实际的构成，相同编码率或相同的调制方式使用相同的电路块，可 以实现节省电路化。在第二实施方式中，特征在于针对按照自适应调制控制部62控制 的相同调制都或编码率分离子载波并分组化的系统，挪用该分组，在其中 进行扩展处理。在自适应调制系统中，针对接收功率不同的子载波，以某 种程度等间隔迸行划分级别，因此相同调制度、编码率的级别选定后的子 载波在接收机侧的功率基本相等。实际上，如上所述调制度、编码率可以 采取的个数为多种，因此所需功率也存在l一2dB左右的偏差，但无需进 行第一实施方式中所需要的基于终端侧的接收功率的分组化。另外，在第二实施方式中，通过扩展处理，调制数据增加对应扩展因 子的量。因此，在用自适应调制控制部的信号分配数据的情况下，其个数 为l/(扩展因子)。例如在扩展因子16的系统中，相对于由自适应调制解 调系统控制的可以使用相同编码率、相同调制方式的子载波组的子载波数 N而言，信号数据符号数为NA6。例如，在同一等级中选定的子载波为 48路的情况下，48/16二3，可以发送3个数据符号。然而，在自适应调制解调系统的控制中，由于用接收CNR等来区别， 故有时其分组化后的载波数不等于扩展因子(上面的例子中为16)的倍数。 因此，在第二实施方式中，需要使自适应调制解调的分组化和扩展分组一 致，作为方法考虑以下两种。第一种方法，将除法运算后的余数重新分配给下一个(所需CNR少 的电平)的分组。结果被16除尽。图7是表示使自适应调制解调的分组化与扩展分组一致的动作的流程 图。首先求得等级N的子载波数(步骤T1)，判断其是否为16的倍数(步 骤T2)。在为16的倍数的情况下，转移到步骤T4，在不是16的倍数的情 况下使端数移动到等级N-1 (步骤S3)。接着，决定等级N用的子载波(步骤T4)，设为N-N-1 (步骤T5)。 而且，判断N是否为O (步骤T6),在N不是0的情况下转移到步骤T1。 另一方面，在N为0的情况下结束。这样，属于等级高的一方(所需CNR 大的一方)的子载波即使降至等级低的一方，接收能力也有足够的富余，
因此不会成为问题。因此，分配从等级高的一方起进行。第二种方法是四舍五入，以成为16的倍数。在图8中示出该流程图。 首先，求得等级N的子载波数(步骤R1)，判断其是否为16的倍数(步 骤R2)。在为16的倍数的情况下转移到步骤R4，在不是16的倍数的情况 下进行四舍五入(步骤R3)。通过进行四舍五入，从而即使等级N-1的子 载波数可能减少，也可能会增加。接着，决定等级N用的子载波(步骤R4)，设为N二N-1 (步骤R5)。 而且，判断N是否为0 (步骤R6)，在N不是0的情况下转移到步骤R1。 另一方面，在N为O的情况下结束。该情况下虽然出现了需要通过将分组 设为16的倍数，从接收电平低的子载波中拿出来追加分组内的子载波数 的情况，但在该情况下，由于电平低，故在自适应调制时通过调整发送侧 的输出，使扩展因子与自适应调制单位一致，从而可以解决上述问题。(第三实施方式)图9是表示第三实施方式中的子载波的分组化的概念的图。在自适应 调制系统中，最基本的方式是按照每个子载波并进行调制方式、编码方 式的最佳化，但在现实的系统中，为了避免处理的繁杂度，有时对某种程 度的子载波进行分组后使其自适应。图9中示出了该状态。在这种自适应 调制方式中，通过将其单位作为扩展的基准，从而可以进行与上述实施方 式同样的处理。另外，该情况下由于不会以各子载波为单位进行处理，故 子块内的振幅的偏差比上述各实施方式大，相反通过将子块的子载波数设 为扩展因子的整数倍，从而无需上述那样未除尽时的处理。(第四实施方式)作为对MC-CDMA进行变形的方式，提出采用频率与时间轴的二维并 进行扩展的方式。在将本发明适用于该方式的情况下，可以提高上述的分 组化的自由度。即，在上述的例子中，在扩展因子为16的情况下最低单 位为16，调整为相同电平的振幅会导致舍去的子载波增多、效率劣化，在 与所需CNR配合的过程中非常需要调整子载波功率，存在实现困难的情 况。特别是，在采用自适应调制解调的情况下，也会产生难以使上述的以
自适应调制解调分类的分组成为扩展因子的整数倍的情况。在这种情况下，为了縮小分组化的单位而采用时间扩展是有效的。再有，作为扩展因子只要(频率x时间)恒定即可，因此无需象以往的自适 应调制中对划分后的分组化进行更改(modify),仅使时间轴延伸即可。图IO是表示二维中的扩展形态的图。再有，图ll是表示进行二维扩 展的发送机的概略构成的框图。基本方式与第二实施方式所示的自适应调 制方式相同。但是，在第二实施方式中，扩展因子被固定为16 (扩展因子 16的系统的情况下)，在频率轴上需要作为16的倍数进行分组化。在第四实施方式中，无需拘泥于16的倍数，只要符合l、 2、 4、 8的 倍数即可，因此即使减少与几乎相同的振幅电平配合的子载波也可以。结 果，只剩下振幅偏差小的子载波，结果可以防止正交性破坏、干扰增大。 作为具体的电路，在图11所示的发送机100中，在自适应调制控制部62 的前级设有计算沿频率轴扩展的子载波数的频率扩展因子计算部110。其 他构成与图6所示的第二实施方式涉及的发送机相同。另外，图11示出 了在自适应调制中采用二维扩展的例子，但调制本身也可以不是自适应调 制。(第五实施方式)在上述的各实施方式中，示出了利用所有的子载波而和一个终端进行 通信的情况，但公知将子载波分为几个后向终端发送的OFDMA方式。图 12是表示OFDMA的概念的图。由于基站和各终端的传播特性每一台都 不同，因此即使以相同的发送功率进行发送，在各终端进行接收的接收功 率也按每个子载波而不同，接收功率是多种多样的。由于以强功率接收到 的子载波的误码率较佳，故与按照顺序向各终端分配子载波的方式相比， 通过向各终端分配各自的接收较强的子载波并迸行发送，从而可以提高整 体的特性。因此，在OFDMA中分配给各终端的子载波，由于各终端中的接收功 率恒定，故通过以扩展因子的倍数并进行分配，从而能够进行振幅的偏差 少的分配。图13是表示OFDMA的发送机的概略构成的框图。在发送机130中，
发送信号重排部131根据从OFDMA控制部132输入的信号，各调制方式、 编码方式以及与各用户(终端装置)对应的信号。所分配的各信号在编码 部133中分别按照各被分配的用户来实施编码。而且，在由乘法器135乘 法运算由扩展码发生部134发生的扩展码并进行扩展后，在子载波调制部 136中实施调制。然后，在多路复用部(Mux部)137中附加/多重复用导频信号，由S/P 变换部138执行并行串行变换，分配给各子载波。而且，在IFFT部139 中进行傅立叶变换处理，用保护间隔插入部140插入保护间隔，成为OFDM 信号。在OFDMA中，由OFDMA控制部132决定向每个用户分配哪个子载 波。该分配后的子载波在各用户的接收机中，与随便分配的情况相比，振 幅电平良好的子载波齐全。在第五实施方式中，针对所分配的用户单位进 行扩展。结果，可以在大幅度的振幅电平差没有的子载波区内进行扩展。(第六实施方式)在OFDMA方式中，针对各终端考虑各种分配规则，但例如在向3个 终端分配的情况下，作为通常的方法，考虑针对每个终端从好的子载波中 分出3个的方法。然而，在该情况下，即使从各自的接收功率最高的子载 波开始分配，对于所有终端而言，也会存在功率弱的子载波等，分配给一 个接收终端的子载波不一定具有相同的接收电平。因此，在分配过程中，通过以在各终端中为相同电平的r展子载波(例如16)为单位进行分配，从而与按照顺序进行分配的方式相比，可以聚齐 振幅更加齐全的子载波。由此，可以降低干扰。另外，如图14所示，在OFDMA中将子载波按某常数进行捆绑，以 进行子信道化的方法也是有效的。即，以1个子信道的块单位进行扩展。 由此，与按照每个子载波进行扩展的情况相比，能使处理更简化。如上所述，根据上述各实施方式，在MC-CDMA中，可以抑制多路复 用后的其他扩展码所造成的干扰。
权利要求
1.一种无线通信装置，其组合多载波传送方式与频谱扩展来进行无线通信，该无线通信装置具备重排控制部，其根据从通信对象处接收到的表示各子载波的接收功率的接收功率信息，对各子载波进行与接收功率的大小对应的位次排列，按照所述位次高的顺序或者低的顺序，根据扩展因子对子载波进行分组化；和重排部，其按照每个所述分组分配扩展码。
2. —种无线通信装置，其根据从通信对象处接收到的传播路径信息， 决定各子载波中的自适应调制参数，组合多载波传送方式与频谱扩展来进 行无线通信，该无线通信装置具备自适应调制控制部，其根据扩展因子对所述已决定的自适应调制参数 相同的子载波进行分组化；和重排部，其按照每个所述分组分配发送信号，并且按照每个所述分组 分配扩展码。
3. —种无线通信装置，其根据从通信对象处接收到的传播路径信息， 决定由多个子载波构成的多个子载波组中的自适应调制参数，组合多载波 传送方式与频谱扩展来进行无线通信，该无线通信装置具备重排部，其按照每个所述子载波组分配发送信 号，并且按照每个所述子载波组分配扩展码。
4. 根据权利要求1一3中任一项所述的无线通信装置，其特征在于， 在频率轴及时间轴两个方向上进行扩展，组合多载波传送方式与频谱扩展来进行无线通信，该无线通信装置还具备频率扩展因子计算部，其按照使频率轴方向的 扩展因子和时间轴方向的扩展因子之积为恒定值的方式计算在所述频率 轴方向上扩展的子载波数。
5. —种无线通信装置，其按照每个控制对象即终端装置分配通信时隙 并进行无线通信，其中通信时隙根据以恒定时间长度确定的一个以上的时间信道、和以恒定频带确定的一个以上的频率信道而特定，该无线通信装 置具备-重排控制部，其按照每个所述终端装置分配子载波；和 重排部，其向分配给所述各终端装置的子载波分配扩展码。
6. 根据权利要求5所述的无线通信装置，其特征在于， 所述重排控制部根据从通信对象处接收到的表示各子载波的接收功率的接收功率信息，按照扩展因子对具有大致相同的接收功率的子载波进 行分组化，将分组化后的子载波分配给所述各终端装置。
7. —种无线通信方法，组合多载波传送方式与频谱扩展来进行无线通 信，该无线通信方法至少包括以下步骤从通信对象处接收表示各子载波的接收功率的接收功率信息的步骤；根据所述接收到的接收功率信息，对各子载波进行与接收功率的大小 对应的位次排列的步骤；按照所述位次高的顺序或低的顺序，根据扩展因子对子载波进行分组 化的步骤；和按照每个所述分组分配扩展码的步骤。
全文摘要
一种无线通信装置，其组合多载波传送方式与频谱扩展来进行无线通信，具备重排控制部(9)，其根据从通信对象处接收到的表示各子载波的接收功率的接收功率信息，对各子载波进行与接收功率的大小对应的位次排列，按照所述位次高的顺序或者低的顺序，根据扩展因子对子载波进行分组化；和重排部(10)，其按照每个所述分组分配扩展码。从而，在MC-CDMA通信方式中可以减少多路复用后的信号的干扰。
文档编号H04J13/00GK101160762SQ200680012469
公开日2008年4月9日 申请日期2006年2月27日 优先权日2005年4月18日
发明者冈本直树 申请人:夏普株式会社