发送电路及通信设备的制作方法

专利名称：发送电路及通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及在便携电话及无线LAN等的通信设备中使用的发送 电路，尤其涉及高效率且低失真地工作的发送电路、以及使用它的通 信设备。
背景技术：
便携电话及无线LAN等的通信设备要求在较大的功率放大的范 围内确保发送信号的线性、并且以低电力消耗动作。并且，在这样的 通信设备中，使用高效率且低失真地工作的发送电路。以下，对以往 的发送电路进行说明。作为以往的发送电路，公开了根据调制信号的包络线的大小来控 制向放大部供给的电压的发送电路(参照例如非专利文献1)。图29 是表示以往的发送电路900的结构的一例的框图。在以往的发送电路 900中，信号生成部901生成作为正交信号的I、 Q信号。I、 Q信号 被输入到矢量调制部902中。矢量调制部902对I、 Q信号进行矢量 调制，作为调制信号输出。作为矢量调制部902，典型地使用正交调 制器。从矢量调制部902输出的调制信号经由分配器卯3被输入到检 波部904及放大部906中。检波部904对调制信号的包络线的大小进行检波，并输出给调节 器卯5。从电源端子907对调节器905供给直流电压。调节器905将 与由检波部904检波到的调制信号的包络线的大小对应的电压供给 放大部906。放大部906根据从调节器905供给的电压将调制信号放 大。由放大部906放大的调制信号作为发送信号从输出端子卯8输出。
这样，以往的发送电路900根据调制信号的包络线的大小控制对放大部906供给的电压，由此，特别在从矢量调制部902输出的调制信号 的包络线较大的情况下，防止放大部906中的失真特性的劣化。此外，作为以往的发送电路，公开有按照W-CDMA方式在每个 时隙控制与基站的交互所必要的发送电力的发送电路(参照例如专利 文献l)。图30是表示以往的发送电路910的结构的一例的框图。在 以往的发送电路910中，在表参照部913中对应于发送电力的大小而 保存有使放大部916始终能以最大效率工作的电源电压的信息。经由 输入端子911及表参照部913，对调节器914输入对应于对每个时隙 将发送电力平均化的平均电力的电压。此外，对于调节器914，从电 源端子915供给直流电压。调节器914从表参照部913读出对应于所输入的平均电力的电源 电压的信息，控制对放大部916供给的电压。放大部916根据从调节 器914供给的电压，将经由输入端子912输入的调制信号放大。被放 大部916放大的调制信号作为发送信号从输出端子917输出。这样， 以往的发送电路910基于发送电力的每个时隙的平均电力，控制对放 大部916供给的电压，来实现高效率且低失真的动作。此外，作为以往的发送电路，有例如利用正交调制等调制方式生 成发送信号的发送电路(以下记作正交调制电路)。另外，关于正交 调制电路，由于是周知的，所以省略说明。此外，作为以比正交调制 电路高效率地输出线性较高的发送信号的以往的发送电路，有在非专 利文献2中公开的发送电路。图31是表示在非专利文献2中公开的 以往的发送电路920的结构的一例的框图。在图31中，以往的发送 电路920具备信号生成部921、角度调制部922、电源端子923、调 节器924、振幅调制部925、以及输出端子926。信号生成部921生成振幅信号及相位信号。振幅信号被输入到调 节器924中。对于调节器924，从电源端子923供给直流电压Vb。
调节器924将根据输入的振幅信号控制的电压Vc供给振幅调制部 925。此外，相位信号被输入到角度调制部922。角度调制部922对 输入的相位信号进行角度调制，输出角度调制信号。角度调制信号被 输入到振幅调制部925。振幅调制部925用从调节器924供给的电压 Vc对角度调制信号进行振幅调制，作为实施了角度调制及振幅调制 的调制信号输出。该调制信号作为发送信号从输出端子926输出。将 这样的发送电路920称作极化调制电路。专利文献1:日本特开平11-251934号公报专利文献2:美国专利第6636112号说明书非专利文献1: P. B. Kenington， "High Linearity Rf Amplifier Design", Artch House Microwave Library,美国，2000年1月，p426陽512非专利文献2 : F. H. Raab等，"High-efficiency L-band Kahn-technique transmitter", 1998 IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig。但是，在以往的发送电路卯0 (参照图29)中，由于根据由矢量 调制部902进行了矢量调制的信号的包络线，向放大部906供给的电 压连续地变化，所以放大部906不仅在线性区域、在非线性区域(饱 和区域)中也能工作。例如，放大部906为了保持发送信号的线性而 需要总是供给一定以上的电压，所以在假设供给了一定以上的电压的 情况下，不能确保输出信号的线性。或者，以往的发送电路900在实 施了矢量调制的信号的包络线暂时超过放大部906的线性区域而变 变大时，也不能确保输出信号的线性。此外，以往的发送电路910 (参照图30)利用每个时隙的平均电 力来控制向放大部916供给的电压，所以不能对应急剧的发送信号的 电力变化，不一定能够实现高效率且低失真的工作。例如，以往的发 送电路910在时隙中的平均电力较高、但在比其短的时间中平均电力 较低的情况下，有可能也将对应于在时隙中平均化的平均电力的电压 供给到放大部916。因此，在放大部916中产生浪费的电力，并不一定能够进行高效率的动作。反之，在时隙的平均电力较低、但在比其短的时间中平均电力较高的情况下，向放大部916供给的电压有可能 不足，或者发送信号发生失真。此外，在以往的发送电路920 (参照图31)中，由于利用振幅信 号控制调节器924输出的电压Vc，所以在振幅信号较小时，调节器 924中的损耗变大，发送电路的效率降低。图32是说明以往的发送 电路920的问题的图。参照图32，电源端子923向调节器924供给 的电压Vb和调节器924向振幅调制器925供给的电压Vc之差是调 节器924中的损耗。并且，在振幅信号较小时，该Vb与Vc之差变 大，作为发送电路的效率降低。为了降低这样的损耗，在专利文献2中，公开了由串联调节器和 交换调节器构成调节器的以往的发送电路930。图33是表示在专利 文献2中公开的以往的发送电路930的结构的一例的框图。在图33 中，以往的发送电路930具备调节器931和振幅调节部932。调节器 931由交换调节器933和串联调节器934构成。图34是说明以往的 发送电路930的调节器931的工作的图。参照图34，向交换调节器 933输入表示要输出的发送信号的电力的大小的电力信息。交换调节器933将根据电力信息控制的电压Vs供给串联调节器 934。交换调节器933因电力信息的频率比振幅信号低，所以能够高 效率地工作。串联调节器934将根据振幅信号的大小控制的电压Vc 供给振幅调节部932。这样，根据以往的发送电路930，通过交换调 节器933将受电力信息控制的电压Vs供给串联调节器934，降低了 调节器931中的损耗。但是，在以往的发送电路930 (参照图33)中，由于电力信息的 频率比振幅信号低，所以交换调节器933的工作不能追随振幅信号的 变化，不能充分降低串联调节器934的损耗。图35是说明以往的发
送电路930的问题的图。如图35所示，以往的发送电路930依然存 在由交换调节器933供给串联调节器934的电压Vs和由串联调节器 934供给振幅调制部932的电压Vc之差。因此，以往的发送电路930 不能充分降低串联调节器934中的损耗，作为发送电路的效率降低。发明内容因此，本发明的目的是解决上述问题，提供一种在较大的输出电 力的范围内能够高效率且低失真地工作的发送电路、以及使用它的通 信设备。本发明涉及基于输入数据生成发送信号并输出的发送电路。并 且，为了达到上述目的，本发明的发送电路具备信号生成部，基于 上述输入数据，生成由I、 Q信号构成的矢量信号和表示上述矢量信 号的大小的振幅信号；矢量调制部，对上述矢量信号进行矢量调制； 放大部，将由上述矢量调制部进行了矢量调制的信号放大；信号处理 部，对上述振幅信号实施规定的信号处理并输出；以及调节器，基于 从上述信号处理部输出的信号的大小，控制向上述放大部供给的电 压；上述信号处理部保持至少1个以上的阈值、和对应于该阈值的2 个以上的离散值；每隔规定时间判断上述振幅信号是否超过上述阈 值，基于该判断结果选择输出的离散值，输出具有该选择的离散值的 信号。优选的是，上述规定时间比控制发送电路的平均输出电力的时间短。优选的是，上述信号处理部包括判断量化部，该判断量化部保持 至少1个以上的阈值和对应于该阈值的2个以上的离散值，每隔规定 时间判断上述振幅信号是否超过该阈值，基于该判断结果选择输出的 离散值，并输出具有该选择的离散值的信号。判断量化部具有最大振幅检测部，每隔上述规定时间检测上述
振幅信号的最大值；量化部，每隔上述规定时间判断上述振幅信号的 最大值是否超过上述阈值，基于该判断结果选择输出的离散值，并输 出具有该选择的离散值的信号。此外，信号生成部也可以还输出表示发送信号的发送电力的大小 的电力信息。在这样的情况下，发送电路还具备将由矢量调制部矢量 调制后的信号用对应于电力信息的增益放大的可变增益放大部。信号 处理部还具备通过将电力信息与振幅信号相乘、将对应于电力信息而 大小被控制的振幅信号输出给判断量化部的乘法部。或者信号处理部 也可以基于电力信息来变更阈值及离散值的大小。或者，信号处理部变更阈值及离散值的大小，以使其与发送电力 的大小的平方根成反比例。或者，信号处理部也可以参照对应于发送 电力的大小而将阈值及离散值最适当地设定的表信息变更阈值及离 散值的大小。或者，发送电路也可以还具备补偿由信号生成部生成的 矢量信号、以抑制在放大部中产生的失真的失真补偿部。调节器是串 联调节器或交换调节器。优选的是，调节器包括串联调节器，将对应于上述信号处理部 输出的信号的大小而被控制的电压供给上述放大部；运算部，对上述 信号处理部输出的信号实施规定的运算处理并输出；交换调节器，将 对应于上述运算部输出的信号的大小而被控制的电压供给上述串联 调节器；上述运算部对从上述信号处理部输出的信号实施运算处理， 以使上述交换调节器输出的电压比上述串联调节器输出的电压大。此外，发送电路也可以具备以下的结构。发送电路具备信号生 成部，基于输入数据，生成由I、 Q信号构成的矢量信号、和表示矢 量信号的大小的振幅信号；矢量调制部，将矢量信号矢量调制；分波 部，将由矢量调制部矢量调制的信号分波；放大部，将由分波部分波 后的一个信号放大；检波部，检波由分波部分波后的另一个信号的包 络线的大小，作为振幅信号输出；信号处理部，对振幅信号实施规定
的信号处理并输出；调节器，基于从信号处理部输出的信号的大小，控制对放大部供给的电压；信号处理部保持至少1个以上的阈值、也 对应于该阈值的两个以上的离散值；每隔规定的时间判断振幅信号是 否超过阈值，基于该判断结果选择输出的离散值，输出具有该选择的 离散值的信号。此外，本发明也关于具备上述发送电路的通信设备。通信设备具 备发送电路，生成发送信号；天线，输出由发送电路生成的发送信 号。此外，通信设备也可以还具备接收电路，处理从天线接收到的 接收信号；天线共用部，将由发送电路生成的发送信号输出给天线， 将从天线接收到的接收信号输出给接收电路。以上，在本发明中，在输入到放大部中的调制信号的包络线较大 的情况下，能够通过提高对放大部供给的集电极电压或漏极电压来改 善放大部的非线性。此外，由于仅在需要的时间提高集电极电压，所 以能够实现较高的效率。进而，在输入到放大部中的调制信号的包络 线较小的情况下，也能够通过将集电极电压保持为一定来改善放大部 的非线性。因此，被放大部放大的信号不论调制信号的包络线的大小 如何都为低失真。如上所述，发送电路通过将对放大部供给的电压控 制为最适当的水平，能够实现高效率且低失真的动作。此外，根据本发明的发送电路，基于表示在与基站的通信中需要 的发送电力的大小的电力信息，变更可变增益放大部的增益而将矢量 调制部输出的调制信号放大，并且控制信号处理部输出的信号的大 小，将调节器对放大部供给的电压调节为对放大部最适当的水平。由 此，发送电路能够实现更高效率且低失真的动作。此外，本发明的发送电路通过还具备用来补偿在放大部中产生的 失真的失真补偿部，能够实现更低失真的动作。进而，通信设备通过 使用上述发送电路，能够在较大的功率放大的范围内确保发送信号的 线性的同时降低电力消耗。
此外，本发明的发送电路在信号生成部输出的振幅信号较大的情 况下，通过提高从调节器对振幅调制部供给的集电极电压或者漏极电 压，能够改善振幅调制部的非线性。此外，由于仅在需要的时间提高 对振幅调制部供给的电压，所以能够实现较高的效率。进而，在振幅 信号较小的情况下也通过将对振幅调制部供给的电压保持为一定，能 够改善振幅调制部的非线性。因此，振幅调制部输出的调制信号不论 振幅信号的大小如何都为低失真。这样，发送电路通过将对振幅调制 部供给的电压控制为最适当的水平，能够实现高效率且低失真的动 作。此外，根据本发明的发送电路，基于表示在与基站的通信中需要 的发送电力的大小的电力信息变更振幅信号的大小、将调节器对很富 调制部供给的电压调节为对于振幅调制部最适当的水平。由此，发送 电路能够实现更高效率且低失真的动作。此外，本发明的发送电路通过在信号处理部的后端具备时间控制 部，能够消除交换调节器的启动的不稳定性，能够实现更低失真的动 作。此外，本发明的发送电路通过还具备用来补偿在振幅调制部中产 生的失真，能够实现更低失真的动作。进而，通信设备通过使用上述 发送电路，能够在较大的功率放大范围中确保发送信号的线性的同时 降低电力消耗。


图1是表示本发明的第1实施方式涉及的发送电路1的结构的一 例的框图。图2是表示信号处理部的详细结构的一例的框图。图3A是表示输入到最大振幅检测部121中的振幅信号M (t)的 波形的一例的图。 图3B是表示量化部122输出的信号的波形的一例的图。 图4是表示振幅信号M (t)与离散值V (t)的关系的图。 图5A是表示串联调节器14a的结构的一例的框图。 图5B是表示交换调节器14b的结构的一例的框图。 图5C是表示电流驱动型的调节器14c的结构的一例的框图。 图6A是表示放大部15的结构的一例的框图。 图6B是表示放大部15b的结构的一例的框图。 图7是表示变形的发送电路la的结构的一例的框图。 图8是表示本发明的第2实施方式涉及的发送电路2的结构的一 例的框图。图9是表示信号处理部22a的结构的一例的框图。图IO是说明信号处理部22a中的信号处理的图。图11是表示信号处理部22b的结构的一例的框图。图12是说明信号处理部22b中的信号处理的图。图13是表示量化部122b变更的阈值与离散值的关系的图。图14是表示信号处理部22c及调节器14d的结构的一例的框图。图15是表示交换调节器14d4及串联调节器14d5的输出电压的图。图16是表示信号处理部22及调节器14e的结构的一例的框图。 图17是表示本发明的第3实施方式涉及的发送电路3的结构的 一例的框图。图18是表示将失真补偿部应用于第2实施方式涉及的发送电路 时的发送电路3a的结构的框图。图19是表示本发明的第4实施方式涉及的通信设备的结构的一 例的框图。图20A是表示本发明的第4实施方式涉及的发送电路4x的结构 的一例的框图。
图20B是表示信号生成部41x的结构的一例的框图。 图21是表示本发明的第5实施方式涉及的发送电路5的结构的 一例的框图。图22是说明本发明的第5实施方式涉及的发送电路5的工作的图。图23是表示本发明的第5实施方式涉及的发送电路5b的结构的 一例的框图。图24是表示本发明的第6实施方式涉及的发送电路6的结构的 一例的框图。图25是表示发送电路6处理的信号的时序图的一例的图。 图26是说明使规定时间T的长度变化时的电力消耗的降低效果 的图。图27是表示具备失真补偿部52的发送电路4b的结构的一例的 框图。图28是表示本发明的第7实施方式涉及的通信设备的结构的一 例的框图。图29是表示以往的发送电路900的结构的一例的框图。 图30是表示以往的发送电路910的结构的一例的框图。 图31是表示以往的发送电路920的结构的一例的框图。 图32是说明以往的发送电路920的问题点的图。 图33是表示以往的发送电路930的结构的一例的框图。 图34是说明以往的发送电路930的调节器931的工作的图。 图35是说明以往的发送电路930的问题点的图。 标号说明1 6、 900 930发送电路11、 21、 41、 901信号生成部12、 22、 42信号处理部 13、 902矢量调制部14、 44、 905调节器14a、 14d5、 44a串联调节器 14b、 14d4、 44b交换调节器 14c电流驱动型调节器 15放大部141、 151、 221、 222输入端子16、 46、 143、 154、 155、 164电源端子17、 47、 145、 159、 223输出端子 18a分配器18b检波部19、 19a、 52失真补偿部28可变增益放大部413正交信号生成部414矢量调制部415包络线检波部416限幅器43角度变换部45振幅调制部48、 49、 50、 224乘法部51时间控制部121最大振幅检测部122量化部123、 14d2、 14d3DA转换器 142比较器144、 157、 161晶体管146信号变换部 147放大部148低通滤波器 14dl运算部152、 158、 163匹配电路153、 156、 162、 165旁通电路 225a、 225b判断量化部226乘法型DA转换器 210发送电路 220接收电路 230天线共用部 240天线具体实施方式
(第1实施方式)图1是表示本发明的第1实施方式涉及的发送电路1的结构的一 例的框图。在图1中，发送电路1具备信号生成部11、信号处理部 12、矢量调制部13、调节器14、放大部15、电源端子16、以及输出 端子17。信号生成部11实施输入数据的规定的信号处理，生成由I、Q信号构成的矢量信号和表示矢量信号的大小(即I、 Q信号的大小) 的振幅信号M (t)并输出。振幅信号M (t)由(I2+Q2) 1/2表示。矢 量信号被输入到矢量调制部13。矢量调制部13对矢量信号进行矢量 调制，并作为调制信号输出。在矢量调制部13中例如使用正交调制 器。从矢量调制部13输出的调制信号输入到放大部15。另一方面，振幅信号M (t)被输入到信号处理部12。信号处理 部12对振幅信号M (t)实施规定的信号处理并输出。对于调节器 14从电源端子16供给直流电压。调节器14将根据由信号处理部12 实施了信号处理的信号的大小而被控制的电压供给放大部15。典型 地讲，调节器14将与由信号处理部12实施了信号处理的信号的大小成正比的电压供给放大部15。放大部15根据从调节器14供给的电 压，将从矢量调制部n输出的调制信号放大。由放大部15放大的信 号，从输出端子17作为发送信号输出。图2是表示信号处理部12的结构一例的框图。在图2中，信号 处理部12包括判断量化部12a及DA转换器123。对于判断量化部 12a，从信号生成部11输入振幅信号M (t)。判断量化部12a保持着 至少1个以上的阈值和对应于阈值的2个以上的离散值。判断量化部 12a每规定时间判断振幅信号M(t)的最大值是否超过阈值，基于该 判断结果选择输出的离散值，并输出具有所选择的离散值的信号。另外，说明了判断量化部12a每规定时间判断振幅信号M (t) 的最大值是否超过阈值的情况，但并不一定必须判断振幅信号M (t) 的最大值是否超过阈值。即，判断量化部12a也可以每规定时间判断 包含在振幅信号M (t)中的任一个值是否超过阈值，基于该判断结 果来选择输出的离散值，并输出具有选择的离散值的信号。例如，判断量化部12a也可以是具有最大振幅检测部121和量化 部122的结构。在这样的情况下，从信号生成部11向最大振幅检测 部121输入振幅信号M (t)。最大振幅检测部121在每规定的检测时 间T检测振幅信号M (t)的最大值。图3A是表示输入到最大振幅 检测部121中的振幅信号M (t)的波形的一例的图。参照图3A，检 测时间T设定为比振幅信号M (t)的波形的变动时间(即符号时间 (symbol time))长、并且比控制发送电路1的平均输出电力的时间 (以下记作时隙(slot time))短的时间。例如，如果使检测时间T为 符号时间的16倍、使取样时间为符号时间的8倍，则在检测时间T 中存在1024的取样点。最大振幅检测部121每检测时间T检测取样 点的最大值。量化部122保持有至少1个以上的阈值和对应于阈值的2个以上
的离散值。量化部122判断取样点的最大值是否是阈值以上，基于该判断结果选择输出的离散值。由此，量化部122将振幅信号M (t) 变换为根据两个以上离散值实施了离散化的信号并输出。图3B是表 示量化部122输出的信号的波形的一例的图。如图3B所示，量化部 122在取样点的最大值的大小是阈值A以上时，输出离散值B1，是 除此以外时，输出离散值B2。这里，B1>B2。量化部122输出的信 号在DA转换器123变换为模拟信号，作为离散值V (t)输出。另外，在上述说明中，表示了量化部122设定1个阈值A并输出 两个离散值B1、 B2的情况，但量化部122也可以设定两个阈值并输 出3个离散值，还可以设定多个的阈值并输出多个离散值。此外，信号处理部12也可以是不包括DA转换器123的结构。 在这样的情况下，信号处理部12将判断量化部12a输出的信号以数 字信号的原样输出，利用数字信号控制调节器14。图4是表示振幅信号M (t)与离散值V (t)的关系的图。如图 4所示，信号处理部12对振幅信号M (t)实施上述的信号处理，每 检测时间T输出根据振幅信号M(t)的大小而被控制的离散值V(t)。 此外，虚线表示在使用时隙代替检测时间T的情况下输出的离散值。如图4所示，信号处理部12通过将检测时间T设定为比时隙短 的时间，能够每隔比时隙短的时间，输出根据振幅信号M (t)的大 小而被控制的离散值V (t)。由此，发送电路l能够每隔比时隙短的 时间控制发送信号的电力，按各时隙控制发送信号的电力的情况相 比，能够减少电力消耗。这里，多说明一下在第1实施方式涉及的发送电路1中决定检测 时间T的方法。如上所述，检测时间T设定为比振幅信号M (t)的 波形的符号时间长、且比时隙短的时间。另外，在W-CDMA系统的 情况下，符号时间被设定为0.26 y s (1/3.84MHz)，时隙被设定为666 u s。
发送电路1在使检测时间T满足比振幅信号M (t)的波形的符 号时间长、且比时隙短的范围内设定为较长时，由于对调节器14要求的速度变为低速，所以产生调节器14的效率变高的优点。但是， 通过将检测时间T设定得较长，即使振幅信号M(t)变小，由于调 节器14的输出电压依旧较高的区间变大，所以作为发送电路1的损 耗增加。另一方面，发送电路1在使检测时间T满足比振幅信号M (t) 的波形的符号时间长、且比时隙短的范围内设定为较短时，由于调节 器14的输出电压根据振幅信号M (t)的大小而被细微地控制，所以 降低了作为发送电路1的损耗。但是，通过将检测时间T设定得较短， 对调节器14要求的速度变大，调节器14的效率降低。gp，检测时间 T考虑到这些平衡关系而设定，使发送电路1最有效地工作。接着，对调节器14的详细情况进行说明。在调节器14中，为了 对放大部15供给稳定的电压，使用串联调节器、或者交换调节器。 图5A是表示串联调节器14a的结构的一例的框图。在图5A中，串 联调节器14a包括输入端子141a、比较器142、电源端子143a、晶体 管M4、以及输出端子145a。这里，晶体管144为场效应晶体管。从 信号处理部12向输入端子141a输入离散值V (t)。离散值V (t)经 由比较器142被输入到晶体管144的栅极端子。从电源端子143a向 晶体管144的漏极端子供给直流电压。晶体管144从源极端子输出与输入的离散值V (t)的大小成正比 的电压。从晶体管144的源极端子输出的电压被反馈给比较器142。 比较器142基于被反馈的电压，调节输入到晶体管144的栅极端子中 的离散值V (t)的大小。这样，串联调节器14a能够从输出端子145a 稳定地供给根据离散值V (t)的大小而被控制的电压。另外，即使 晶体管144是双极型晶体管，也能够得到同样的效果。图5B是表示交换调节器14b的结构的一例的框图。在图5B中， 交换调节器14b包括输入端子141b、信号变换部146、电源端子143b、 放大器147、低通滤波器148、以及输出端子145b。对于输入端子141b， 从信号处理部12输入离散值V (t)。离散值V (t)被输入到信号变 换部146中。信号变换部146将输入的离散值V (t)变换为实施了 PWM或S -i:调制的信号。由信号变换部146变换的信号输入到放大 器147中。放大器147将输入的信号放大并输出。另外，对于放大器 147，从电源端子143b供给直流电压。在放大器147中，使用D级 放大器等的高效率交换放大器。放大器147输出的信号输入到低通滤波器148中。低通滤波器148 从放大器147输出的信号中除去量化噪声及交换噪声等寄生成分。由 低通滤波器148除去了寄生成分的信号，作为根据离散值V (t)的 大小而控制的电压从输出端子145b输出。另外，交换调节器14b为 了稳定输出的电压，也可以将从低通滤波器148输出的信号反馈给信 号变换部146。另外，在调节器14中也可以使用电流驱动型的调节器。图5C是 表示电流驱动型的调节器14c的结构的一例的框图。在图5C中，电 流驱动型的调节器14c包括输入端子141c、电源端子143c、可变电 流源149、晶体管144x、晶体管144y、以及输出端子145c。对于输 入端子141c，经由信号处理部12输入离散值V (t)。对于电源端子 143c供给直流电压。从输入端子141c输入的离散值V (t)，经由可 变电流源149、晶体管144x、及晶体管144y，作为根据离散值V (t) 的大小而被控制的电流从输出端子145c输出。在放大部15由双极型 晶体管构成时，这样的电流驱动型的调节器14c是有用的。另外，晶 体管144x及晶体管144y不论是场效应晶体管还是双极型晶体管都能 够得到同样的效果。图6A是表示放大部15的结构的一例的框图。在图6A中，放大 部15包括输入端子151、匹配电路152、旁通电路153、电源端子154、
电源端子155、旁通电路156、晶体管157、匹配电路158、以及输出 端子159。这里，晶体管157为双极型晶体管。对于输入端子151， 从矢量调制部13输入调制信号。调制信号经由匹配电路152输入到 晶体管157的基极端子中。此外，对电源端子154施加直流电压。艮卩，对于晶体管157的基 极端子，经由电源端子154及旁通电路153供给旁路电压。对于电源 端子155，从调节器14供给根据离散值V (t)的大小而被控制的电 压。根据离散值V (t)的大小而被控制的电压，经由旁通电路156 供给到晶体管157的集电极端子。晶体管157利用根据离散值V (t) 的大小而被控制的电压对调制信号进行放大，并输出。从晶体管157输出的调制信号，经由匹配电路158从输出端子159 作为发送信号输出。另外，即使晶体管157是场效应晶体管，也能够 得到同样的效果。此外，放大部15a也可以替换输入到电源端子154、 电源端子155中的电压，在此情况下也能够得到同样的效果。此外， 在调节器14是电流驱动型的调节器14c的情况下，对于电源端子155， 从电流驱动型的调节器14c输入根据离散值V (t)的大小而被控制 的电流。另外，放大部15也可以是与上述放大部15a不同的结构。图6B 是表示放大部15b的结构的一例的框图。在图6B中，放大部15b基 本上是将上述放大部15a串联地连接两个的结构。这里，使晶体管 157及晶体管161为双极型晶体管。从电源端子154经由旁通电路153 向晶体管157的基极端子供给旁路电压。对于晶体管161的基极端子， 从电源端子160经由旁通电路165供给旁路电压。对于晶体管157的集电极端子，从调节器14经由电源端子164 及旁通电路156供给根据离散值V (t)的大小而被控制的电压。此 外，对于晶体管161的集电极端子，从调节器14经由电源端子164 及旁通电路162供给根据离散值V (t)的大小而被控制的电压。通
过这样的结构，放大部15b与图6A所示的放大部15a相比，能够输 出具有更大的动态范围的调制信号。另夕卜，即使晶体管157及晶体管 161是电场效应晶体管，也能够得到同样的效果。此外，在调节器14 是电流驱动型的调节器14c的情况下，对于电源端子155及电源端子 164，从电流驱动型的调节器14c输入根据离散值V (t)的大小而被 控制的电流。另外，作为发送电路，也可以将上述结构(即图1的结构)变形。 图7是表示变形的发送电路la的结构的一例的框图。在图7中，发 送电路la具备信号生成部lla、矢量调制部13、分配器18a、检波部 18b、信号处理部12、调节器14、放大部15、电源端子16、以及输 出端子17。信号生成部lla生成I、 Q信号并输出。分配器18a将由 矢量调制部13进行了矢量调制的调制信号输出给放大部15及检波部 18b。检波部18b对调制信号的包络线进行检波，将检波到的信号(即 调制信号的振幅成分)输出给信号处理部12。以后的工作(即信号 处理部12、调节器14及放大部15的动作)与上述工作相同。如上所述，根据本发明的第l实施方式涉及的发送电路l，在输 入到放大部15的调制信号的包络线较大的情况下，通过提高对放大 部15供给的集电极电压或者漏极电压，能够改善放大部15的非线性。 此外，由于仅在必要的时间提高对放大部15供给的电压，所以能够 实现较高的效率。进而，在输入到放大部15中的调制信号的包络线 较小的情况下，通过将向放大部15供给的电压保持为一定，也能够 改善放大部15的非线性。因此，由该放大部15放大的信号不论调制 信号的包络线的大小如何都为低失真。这样，发送电路l通过将对放 大部15供给的电压控制为最佳水平，能够实现高效率且低失真的工 作。(第2实施方式)图8是表示本发明的第2实施方式涉及的发送电路2的结构的一 例的框图。在图8中，发送电路2具备信号生成部21、信号处理部22、矢量调制部13、可变增益放大部28、调节器14、放大部15、电 源端子16及输出端子17。在第2实施方式中，对于与第l实施方式 相同的结构赋予相同的标记并省略说明。信号生成部21输出作为矢量信号的I、 Q信号、振幅信号M (t)、 和表示与基站的交互所必要的发送电力大小的电力信息P。 I、 Q信号 输入到矢量调制部13。矢量调制部13对I、 Q信号进行矢量调制， 作为调制信号输出。从矢量调制部13输出的调制信号输入到可变增 益放大部28。可变增益放大部28利用规定的增益将调制信号放大。 由可变增益放大部28调制后的调制信号被输入到放大部15。另一方面，振幅信号M (t)被输入到信号处理部22。振幅信号 M (t)在由信号处理部22实施了规定的信号处理后，输入到调节器 14中。从电源端子16向调节器14供给直流电压。调节器14向放大 部15供给与信号处理部22实施了信号处理的信号的大小对应的电 压。典型地讲，调节器14向放大部15供给与由信号处理部22实施 了信号处理的信号大小成比例的电压。从调节器14输出的电压被供 给到放大部15。由放大部15放大后的信号从输出端子17输出。此外，从信号生成部21输出的电力信息P，输入到信号处理部 22及可变增益放大部28。可变增益放大部28利用与输入的电力信息 P对应的增益来放大调制信号。例如，可变增益放大部28在发送电 路2要输出的电力的大小变大ldB时使增益变大ldB。这里，可变增 益放大部28输出的调制信号可以记述为G (I cos"t-Q sinon)。 其中，G是受电力信息P控制的参数。即，即使振幅信号M (t)的 大小相同，如果参数G不同，输入到放大部15中的调制信号的大小 也不同。因此，信号处理部22需要利用电力信息P控制输出的离散 值V (t)的大小，将调节器14向放大部15供给的电压调整为最佳 水平。 - 作为这样的信号处理部22的结构，例如可以考虑以下所示的信号处理部22a。图9是表示信号处理部22a的结构的一例的框图。在 图9中，信号处理部22a包括输入端子221、输入端子222、输出端 子223、乘法部224、判断量化部12a、以及DA转换器123。另夕卜， 判断量化部12a是具有在第1实施方式中说明的最大振幅检测部121 和量化部122的结构。此外，信号处理部22a也可以是不包括DA转 换器123的结构。在这样的情况下，信号处理部22a将判断量化部 12a输出的信号仍作为数字信号输出，利用数字信号控制调节器14。以下，利用图10所示的(a) (c)，对信号处理部22a中的信 号处理进行说明。图10 (a)是表示从信号生成部21输出的电力信 息P的波形的一例的图。图10 (b)是表示乘法部224输出的振幅信 号Mp (t)的波形的一例的图。图10 (c)是信号处理部22a输出的 离散值Vp (t)的波形的一例的图。对于乘法部224，经由输入端子222输入电力信息P (参照图IO (a))、经由输入端子221输入振幅信号M (t)。乘法部224将振幅 信号M (t)与电力信息P相乘，输出根据电力信息P被控制其大小 的振幅信号Mp (t)(参照图10 (b))。从乘法部224输出的振幅信 号Mp (t)输入到判断量化部12a。在判断量化部12a中，最大振幅检测部121进行与第1实施方式 同样的处理，在每规定的检测时间T检测振幅信号Mp (t)的最大值。 量化部122保持有至少1个以上的阈值和对应于阈值的2个以上的离 散值。参照图10 (c)，量化部122进行与第1实施方式同样的处理， 判断振幅信号Mp (t)的最大值是否是规定的阈值以上，基于该判断 结果选择输出的离散值。量化部122输出的信号被DA转换器123变 换为模拟信号，作为离散值Vp (t)输出。这样，信号处理部22a根据电力信息P控制输出的离散值Vp (t) 的大小，将调节器14对放大部15供给的电压调节为最佳水平。另外， 在该例中，设信号处理部22a保持有3个阈值和4个离散值。此外， 乘法部224也可以不一定包含在信号处理部22中。在这样的情况下， 发送电路2也可以将乘法部224装备在信号生成部21与信号处理部 22之间。此外，作为信号处理部22的结构，例如可以考虑以下所示的信 号处理部22b。图11是表示信号处理部22b的结构的一例的框图。 在图11中，信号处理部22b包括输入端子221、输入端子222、输出 端子223、判断量化部12b、 DA转换器123以及乘法型DA转换器 226。判断量化部12b具有最大振幅检测部121和量化部122b。以下，利用图12所示的(a) (d)，对信号处理部22b中的信 号处理进行说明。图12 (a)是表示从信号生成部21输出的电力信 息P的波形的一例的图。图12 (b)是表示输入到判断量化部12b的 振幅信号Mp (t)的波形的一例的图。图12 (c)是表示量化部122b 输出的信号的波形的一例的图。图12 (d)是表示乘法型DA转换器 226输出的信号的波形的一例的图。对于判断量化部12b，经由输入端子222输入电力信息P (参照 图12 (a))、经由输入端子221输入振幅信号M (t)。在判断量化部 12b中，最大振幅检测部121进行与第1实施方式同样的处理，在每 规定的检测时间T检测振幅信号M (t)的最大值。量化部122b保持 有至少1个以上的阈值和对应于阈值的2个以上的离散值。量化部 122b根据输入的电力信息P的大小，变更阈值及离散值的大小。具体而言，量化部122b变更阈值及离散值的大小，是它们与电 力信息P的平方根的大小成反比。图13是表示量化部122b变更的阈 值与离散值的关系的图。参照图13，例如，量化部122b在电力信息 P的大小变成4倍时，将阈值及离散值的大小如上述那样变更为1/2 的大小。另外，量化部122b也可以将阈值及离散值的大小不是如上 述那样根据与电力信息P的平方根的大小成反比的关系，而是利用预
先设定了最佳关系的表信息进行变更。参照图12 (b)，量化部122b在输入的电力信息P较大的情况下减小阈值，在电力信息P较小的情况下增大阈值。参照图12 (c)， 量化部122b判断振幅信号M (t)的最大值是否是阈值以上，基于该 判断结果选择输出的离散值。从判断量化部12b输出的信号被DA转 换器123变换为模拟信号，输入到乘法型DA转换器226。此外，对 于乘法型DA转换器226，经由输入端子222输入电力信息P。参照 图12 (d)，乘法型DA转换器226根据电力信息P调整输出信号的 大小。乘法型DA转换器226输出的信号，作为离散值Vp (t)从输 出端子223输出。这样，信号处理部22b根据电力信息P控制输出的 离散值Vp(t)的大小，将调节器14向放大部15供给的电压调整为 最佳水平。再者，第2实施方式涉及的发送电路2，为了降低电力消耗，也 可以具备图14所示结构的信号处理部22c及调节器14d。图14是表 示信号处理部22c及调节器14d的结构的一例的框图。在图14中， 信号处理部22c包括最大振幅检测部121及量化部122。调节器14d 包括运算部14dl、 DA转换器14d2、 DA转换器14d3、交换调节器 14d4、以及串联调节器14d5。另外，交换调节器14d4是与图5B所 示的交换调节器14b同样的结构。此外，串联调节器14d5是与图5A 所示的串联调节器14a同样的结构。在信号处理部22c中，最大振幅检测部121及量化部122进行与 第1实施方式同样的处理。量化部122的输出信号被输入到运算部 14dl及DA转换器14d3中。此时，量化部122的输出信号被量化为 Bl、 B2的两个值，对应于这两个值的来自输出端子223的输出电压 的大小为VI、 V2。其中，使V1>V2，并且Bl与B2之比等于VI 与V2之比。图15是表示交换调节器14d4及串联调节器14d5的输 出电压的图。其中，虚线表示交换调节器14d4、实线表示串联调节
器14d5的输出电压。在这样的情况下，交换调节器14d4的输出电压只要是比VI稍高 的电压V3就可以。如果将比Vl大很多的电压供给到串联调节器14d5 中的情况下，串联调节器14d5中的热损失变大。运算部14dl对从量 化部122输入的信号进行运算处理，使交换调节器14d4向串联调节 器14d5供给比VI稍高的电压V3。艮口，来自交换调节器14d4的输出电压仅在发送电路2的输出电 力变化时变化，所以与振幅信号M(t)的变化相比，变化速度较慢， 能够降低交换频率或者时钟频率。因此，交换调节器14d4高效率地 工作。此外，由于串联调节器14d5的热损失变小，所以调节器14d 的电力消耗变小，结果能够减少发送电路2整体的电力消耗。另外， 作为DA转换器14d2、 14d3，也可以使用乘法型DA转换器。在此 情况下，从输入端子222向DA转换器14d2、 14d3输入电力信息P。此外，第2实施方式涉及的发送电路2也可以具备图16所示的 信号处理部22及调节器14e。图16是表示信号处理部22及调节器 14e的结构的一例的框图。在图16中，信号处理部22包括最大振幅 检测部121、量化部122及DA转换器123。调节器14e包括运算部 14dl、交换调节器14d4及串联调节器14d5。运算部14dl在每规定 时间输出自输入信号的最大值偏移了规定值的信号。另外，在信号处 理部22及调节器14e中，对于与上述结构相同的结构赋予相同的标 记并省略说明。如上所述，根据本发明的第2实施方式涉及的发送电路2，基于 表示在与基站的交互中必要的发送电力大小的电力信息P，控制可变 增益放大部28的增益来放大调制信号，并且控制信号处理部22输出 的信号的大小，将调节器14向放大部15供给的电压调整为对于放大 部15最佳的水平。由此，发送电路2与第1实施方式相比，能够实 现更高效率且低失真的动作。(第3实施方式)图17是表示本发明的第3实施方式涉及的发送电路3的结构的 一例的框图。在图17中，第3实施方式涉及的发送电路3与第1实 施方式涉及的发送电路1相比，还具备失真补偿部19。失真补偿部 19为了补偿由放大部15产生的失真，预先使输入到矢量调制部13 中的I、 Q信号失真。在失真补偿部19中，保存有用于对振幅信号M (t)决定使I、 Q信号的大小及相位以怎样的程度失真的表。失真补 偿部19使I、 Q信号失真，输出12、 Q2信号。12、 Q2信号可以用(式 2)表示。其中，a (M)及6 (M)是对保存在表中的振幅信号M的 修正值。I2+jQ2-a (M) (I+jQ) exp (j 9 (M))......(式2)进而，在第2实施方式涉及的发送电路(参照图8)中也能够使 用失真补偿部。图18是表示将失真补偿部应用到第2实施方式涉及 的发送电路时的发送电路3a的结构的框图。在图18中，发送电路 3a与第2实施方式涉及的发送电路2相比，还具备失真补偿部19a。 失真补偿部19a为了基于电力信息P补偿在放大部15中发生的失真， 预先使输入到矢量调制部13中的I、 Q信号失真。失真补偿部19a 使I、 Q信号失真后，输出12、 Q2信号。12、 Q2信号可以用(式3) 表不。I2+jQ2=a (M、 P) (I+jQ) exp (j 9 (M、 P))......(式3)这样，第3实施方式涉及的发送电路与第1及第2实施方式涉及 的发送电路相比，还具备用来补偿由放大部15产生的失真的失真补 偿部。由此，发送电路能够实现比第1及第2实施方式涉及的发送电 路低失真的动作。(第4实施方式)图19是表示本发明的第4实施方式涉及的通信设备的结构的一 例的框图。在图19中，发送电路4具备信号生成部41、信号处理部 42、角度调制部43、调节器44、振幅调制部45、电源端子46、以及 输出端子47。调节器44包括串联调节器44a和交换调节器44b。信号生成部41对输入数据实施规定的信号处理，生成振幅信号 M (t)和相位信号。振幅信号M (t)被输入到信号处理部42及串联 调节器44a中。信号处理部42进行与第1实施方式同样的处理，在 每规定的时间选择与振幅信号M (t)的最大值对应的离散值，将具 有该选择的离散值的信号作为离散值V (t)输出。离散值V (t)被 输入到交换调节器44b。从电源端子46向交换调节器44b供给直流 电压。交换调节器44b将根据输入的离散值V (t)而被控制的电压 供给串联调节器44a。串联调节器44a通过利用从交换调节器44b供给的电压放大输入 的振幅信号M (t)，将根据振幅信号M (t)的大小而被控制的电压 供给振幅调制部45。串联调节器44a根据离散值V (t)控制从交换 调节器44b供给的电压，所以能够高效率地动作。另一方面，相位信号被输入到角度调制部43中。角度调制部43 对相位信号进行角度调制，输出角度调制信号。角度调制信号被输入 到振幅调制部45中。振幅调制部45用从串联调节器44a供给的电压 对角度调制信号进行振幅调制，作为实施了角度调制及振幅调制的调 制信号输出。该调制信号作为发送信号从输出端子47输出。交换调节器44b是与图5所示的交换调节器14b同样的结构。交 换调节器44a是与图5A所示的交换调节器14a同样的结构。此外， 振幅调制部45是与图6A所示的调制部15a、或者图6B所示的调制 部15b同样的结构。另外，发送电路4也可以是与图19不同的结构。图20A是表示 本发明的第4实施方式涉及的发送电路4x的结构的一例的框图。在 图20A中，发送电路4x具备信号生成部41x、信号处理部42、调节 器44、振幅调制部45、电源端子46、以及输出端子47。另外，在发
送电路4X中，对于与发送电路4相同的结构赋予相同的标记并省略 说明。在图20A中，信号生成部41x输出振幅信号M (t)和角度调制 信号。图20B是表示信号生成部41x的结构的一例的框图。信号生 成部41x包括正交信号生成部413、矢量调制部414、包络线检波部 415、以及限幅器416。正交信号生成部413对输入数据进行信号处 理，生成作为正交信号的I、 Q信号。I、 Q信号被输入到矢量调制部 414中。矢量调制部414对I、 Q信号进行矢量调制。在矢量调制部414 中，使用例如正交调制器。从矢量调制部414输出的信号输入到包络 线检波部415及限幅器416中。包络线检波部415检波从矢量调制部 414输出的信号的包络线成分，将检测到的包络线成分作为振幅信号 M (t)输出。限幅器416将从矢量调制部414输出的信号的包络线 成分限制为一定的大小，将限制了大小的信号作为角度调制信号输 出。如上所述，根据本发明的第4实施方式的发送电路4，在信号生 成部41输出的振幅信号M (t)较大的情况下，通过提高从调节器 44向振幅调制部45供给的集电极电压或漏极电压，能够改善振幅调 制部45的非线性。此外，由于仅在必要时间提高对振幅调制部45供 给的电压，所以能够实现较高的效率。因此，振幅调制部45输出的 调制信号不论振幅信号M (0的大小如何都是低失真。这样，发送 电路4通过将向振幅调制部45供给的电压控制为最佳的水平，能够 实现高效率且低失真的工作。 (第5实施方式)图21是表示本发明的第5实施方式涉及的发送电路5的结构的 一例的框图。在图21中，第5实施方式涉及的发送电路5与第4实 施方式涉及的发送电路4相比，在信号生成部41的后段具备乘法部
48。以下，利用图22 (a) 图22 (c)对发送电路5的工作进行说 明。图22 (a)是表示对乘法部48输入的电力信息P的波形的一例 的图。图22 (b)是表示乘法部48输出的振幅信号Mp (t)的波形 的一例的图。图22 (c)是表示信号处理部42输出的离散值Vp (t) 的薄型的一例的图。对于乘法部48，输入表示与基站的交互所必要的发送电力的大小 的电力信息P (参照图22 (a))。电力信息P在例如W-CDMA系统 的情况下被基站控制，与基站之间的发送电力控制在每个时隙进行。 另外，发送电路5也可以是基于来自基站的信息由信号生成部41输 出电力信息P的结构。乘法部48将电力信息P与振幅信号M (t)相乘，作为振幅信号 Mp (t)输出(参照图22 (b))。信号处理部42进行与第1实施方式 同样的处理，在每规定时间选择与振幅信号Mp (t)的最大值对应的 离散值，将具有该选择的离散值的信号作为离散值Vp (t)输出(参 照图22 (c))。另外，信号处理部42在该例中具有3个阈值和4个 离散值。发送电路5以后的工作由于与第4实施方式同样，所以省略。此外，第5实施方式涉及的发送电路5也可以是图23所示那样 的结构。图23是表示本发明的第5实施方式涉及的发送电路5b的结 构的一例的框图。在图23中，发送电路5b与第4实施方式涉及的发 送电路4相比较，在交换调节器44b及串联调节器44a的前段还具备 乘法部49及乘法部50。乘法部49将离散值V (t)与电力信息P相 乘，作为离散值Vp (t)输出。乘法部50将振幅信号M (t)与电力 信息P相乘，作为振幅信号Mp (t)输出。以后的动作与第4实施方 式同样。以上，根据本发明的第5实施方式涉及的发送电路5，基于表示 在与基站的交互所必要的发送电力大小的电力信息P，变更振幅信号 M (t)的大小，将调节器44向振幅调制部45供给的电压调整为对 振幅调制部45最佳的水平。由此，发送电路5能够实现更高效率且 低失真的工作。(第6实施方式)图24是表示本发明的第6实施方式涉及的发送电路6的结构的 一例的框图。在图24中，第6实施方式涉及的发送电路6与第4及 图5实施方式涉及的相比较，在信号处理部42的后端还具备时间控 制部51。时间控制部51变更将信号处理部42输出的离散值V (t) 输入到交换调节器44b的时间。图25是表示发送电路6处理的信号的时间图的一例的图。以下， 参照图25对有关第6实施方式的发送电路6进行说明。对于信号处 理部42,从信号生成部41输入振幅信号M (t)(参照图25 (a))。 信号处理部42进行与第1实施方式同样的处理，输出离散值V (t) (参照图25 (b))。离散值V (t)被输入到时间控制部51中。时间控制部51为了补偿交换调节器44b的上升沿，使输出离散 值V(t)的时间前进Atx，作为离散值Vx (t)输出(参照图25(c))。 另外，时间控制部51也可以代替使输出离散值V (t)的时间前进A tx、而将信号生成部41输入到串联调节器44a中的振幅信号M (t) 与输入到角度调制部43中的相位信号延迟Atx。离散值Vx (t)向交换调节器44b输入。交换调节器44b输出受 离散值Vx (t)控制的电压Vy (t)(参照图25 (d))。交换调节器44b 输出的电压Vy (t)供给串联调节器44a。串联调节器44a基于从交 换调节器44b供给的电压Vy (t)，输出根据振幅信号M (t)而被控 制的电压Vz (t)(参照图25 (e))。串联调节器44a输出的电压Vz (t)供给振幅调制部45。以上，根据本发明的第6实施方式涉及的发送电路6，通过在信 号处理部42的后段具备时间控制部51，能够消除串联调节器44a的 上升沿的不稳定性，并且能够实现低失真的动作。
另外，在上述第4 6实施方式涉及的发送电路中，信号处理部42为了进一步降低发送电路的电力消耗，也可以通过发送信号的调 制模式使规定时间T的长度变化。图26是说明使规定时间T的长度 变化的情况下的电力消耗的降低效果的图。如图26 (a)所示，在发 送信号的包络线的变动较少的情况下，信号处理部42即使縮短规定 时间T，电力消耗的降低效果也较少。因此，信号处理部42使规定 时间T变化为较长。另一方面，如图26 (b)所示，在发送信号的包 络线的变动较大的情况下，信号处理部42通过縮短规定时间T，能 够使电力消耗的降低效果增大。例如，信号处理部42由于16QAM 调制模式与QPSK调制模式相比包络线的变动较大，所以在16QAM 调制模式时縮短规定时间T。由此，信号处理部42能够进一步降低 发送电路的电力消耗。此外，有关上述第4 6实施方式的发送电路也可以还为了补偿 角度调制部43、调节器44、以及振幅调制部45的至少任一个的非线 性而具备对信号生成部41的输出补偿振幅信号及/或相位信号的失真 的失真补偿部52。图27是表示具备失真补偿部52的发送电路4b的 结构的一例的框图。在图27中，失真补偿部52补偿由信号生成部 41生成的振幅信号、以及/或相位信号，以抑制在角度调制部43、调 节器44、以及振幅调制部45的至少任一个中产生的失真。由此，发 送电路4b与有关第4 6实施方式的发送电路相比能够提高发送信号 的线性。(第7实施方式)图28是表示有关本发明的第7实施方式的通信设备的结构的一 例的框图。参照图28，有关第7实施方式的通信设备200具备发送 电路220、天线共用部230、以及天线240。发送电路210是上述第l 6的任一个中记载的发送电路。天线共用部230将从发送电路210输 出的发送信号传递给天线240，防止发送信号漏出到接收电路220。 此外，天线共用部230将从天线240输入的接收信号传递给接收电路 220，防止接收信号漏出到发送电路210。因而，发送信号被从发送电路210输出，经由天线共用部230被 从天线240向空间放射。接收信号被天线240接收，经由天线共用部 230被接收电路220接收。有关第7实施方式的通信设备200通过使 用有关第1 第6实施方式的发送电路，能够在确保发送信号的线性 的同时实现作为无线装置的低失真。此外，由于在发送电路210的输 出中没有方向性结合器等的分支，所以能够减少从发送电路210到天 线240的损失，能够减少发送时的电力消耗，作为无线通信设备能够 实现长时间的使用。另外，通信设备200也可以是仅具备发送电路 210和天线240的结构。有关本发明的发送电路能够应用在便携电话及无线LAN等的通 信设备等中。
权利要求
1、一种发送电路，基于输入数据生成发送信号并输出，其特征在于，具备信号生成部，基于上述输入数据，生成由I、Q信号构成的矢量信号和表示上述矢量信号的大小的振幅信号；矢量调制部，对上述矢量信号进行矢量调制；放大部，将由上述矢量调制部进行了矢量调制的信号放大；信号处理部，对上述振幅信号实施规定的信号处理并输出；以及调节器，基于从上述信号处理部输出的信号的大小，控制向上述放大部供给的电压；上述信号处理部保持至少1个以上的阈值、和对应于该阈值的2个以上的离散值；每隔规定时间判断上述振幅信号是否超过上述阈值，基于该判断结果选择输出的离散值，输出具有该选择的离散值的信号。
2、 如权利要求1所述的发送电路，其特征在于，上述规定时间 比控制发送电路的平均输出电力的时间短。
3、 如权利要求1所述的发送电路，其特征在于，上述信号处理 部包括判断量化部，该判断量化部保持至少1个以上的阈值和对应于 该阈值的2个以上的离散值，每隔规定时间判断上述振幅信号是否超 过该阈值，基于该判断结果选择输出的离散值，并输出具有该选择的 离散值的信号。
4、 如权利要求3所述的发送电路，其特征在于， 上述判断量化部具有最大振幅检测部，每隔上述规定时间检测上述振幅信号的最大值；量化部，每隔上述规定时间判断上述振幅信号的最大值是否超过 上述阈值，基于该判断结果选择输出的离散值，并输出具有该选择的 离散值的信号。
5、 如权利要求3所述的发送电路，其特征在于，上述信号生成部还输出表示上述发送信号的发送电力的大小的电力信息；还具备可变增益放大部，该可变增益放大部按对应于上述电力信 息的增益将由上述矢量调制部进行了矢量调制的信号放大；上述信号处理部还具备乘法部，该乘法部通过将上述电力信息与 上述振幅信号相乘，将对应于上述电力信息而大小被控制的振幅信号 输出给上述判断量化部。
6、 如权利要求3所述的发送电路，其特征在于， 上述信号生成部还输出表示上述发送信号的发送电力的大小的电力信息；还具备可变增益放大部，该可变增益放大部按对应于上述电力信 息的增益将由上述矢量调制部进行了矢量调制的信号放大；上述信号处理部基于上述电力信息变更上述阈值及上述离散值 的大小。
7、 如权利要求6所述的发送电路，其特征在于，上述信号处理 部变更上述阈值及上述离散值的大小，以使其与上述发送电力的大小 的平方根成反比例。
8、 如权利要求6所述的发送电路，其特征在于，上述信号处理 部参照预先设定的表信息变更上述阈值及上述离散值的大小，以使上 述阈值及离散值对应于上述发送电力的大小。
9、 如权利要求1所述的发送电路，其特征在于，还具备失真补 偿部，该失真补偿部补偿由上述信号生成部生成的上述矢量信号，抑 制在上述放大部发生的失真。
10、 如权利要求1所述的发送电路，其特征在于，上述调节器是串联调节器。
11、 如权利要求1所述的发送电路，其特征在于，上述调节器是 交换调节器。
12、 如权利要求1所述的发送电路，其特征在于， 上述调节器包括串联调节器，将对应于上述信号处理部输出的信号的大小而被控 制的电压供给上述放大部；运算部，对上述信号处理部输出的信号实施规定的运算处理并输出；交换调节器，将对应于上述运算部输出的信号的大小而被控制的 电压供给上述串联调节器；上述运算部对从上述信号处理部输出的信号实施运算处理，以使 上述交换调节器输出的电压比上述串联调节器输出的电压大。
13、 一种发送电路，基于输入数据生成发送信号并输出，其特征 在于，具备信号生成部，基于上述输入数据，生成由I、 Q信号构成的矢量 信号；矢量调制部，对上述矢量信号进行矢量调制；分波部，将由上述矢量调制部进行了矢量调制的信号分波；放大部，放大由上述分波部进行了分波的一个信号；检波部，对由上述分波部进行了分波的另一个信号的包络线的大小进行检波，作为振幅信号输出；信号处理部，对上述振幅信号实施规定的信号处理并输出；以及 调节器，基于从上述信号处理部输出的信号的大小，控制向上述放大部供给的电压；上述信号处理部保持至少1个以上的阈值和对应于该阈值的2个以上的离散值； 每隔规定时间判断上述振幅信号是否超过上述阈值，基于该判断 结果选择输出的离散值，输出具有该选择的离散值的信号。
14、 一种通信设备，其特征在于，具备 发送电路，生成发送信号；天线，输出由上述发送电路生成的发送信号； 上述发送电路是权利要求1所述的发送电路。
15、 如权利要求14所述的通信设备，其特征在于，还具备 接收电路，处理从上述天线接收的接收信号；天线共用部，将由上述发送电路生成的发送信号输出给上述天 线，将从上述天线接收的接收信号输出给上述接收电路。
全文摘要
提供一种高效率且低失真地动作的发送电路。信号生成部(11)生成矢量信号和振幅信号。矢量调制部(13)将矢量信号矢量调制。放大部(15)将矢量调制后的信号放大。信号处理部(12)对振幅信号实施规定的信号处理并输出。调节器(14)基于从信号处理部(12)输出的信号的大小，控制对放大部(15)供给的电压。信号处理部(12)每隔规定的时间判断振幅信号是否超过阈值，基于判断结果选择输出的离散值，输出具有所选择的离散值的信号。
文档编号H04B1/04GK101213755SQ200680023629
公开日2008年7月2日 申请日期2006年6月29日 优先权日2005年6月30日
发明者松浦彻, 石田薰, 足立寿史 申请人:松下电器产业株式会社