专利名称：数字滤波器与使用其的影像处理装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及的是一种数字滤波器与使用其的影像处理装置，特别涉及的是一 种适合使用在FIR (有限长脉冲响应Finite Impulse Response )型的数字滤波器， 与利用其而进行影像的放大/縮小的影像处理装置。
背景技术：
先前，求出所提供的离散性数据间值的数据插补方法，提出有各种方法。此 外，所述的数据插补技术应用在各种领域。如通过对影像的像素值进行数据插补， 可进行影像的放大。此外，通过对声音数据进行数据插补，也可赋予各种音响效 果。
数据插补的最简单方法是直线插补。但是，直线插补时，无法圓滑地插补原 来的数据间。圓滑地插补数据间的方法，也熟知有使用特定的插补函数进行数据 插补的方法。作为插补函数而熟知者是sinc函数，不过其是以± ^收敛为0的函 数。因而，通过利用所述的sine函数的插补运算而获得的插补值中， 一定包含截 断误差。
另外，资料插补的例，提出有在数字信号的抽样值是列中实施重抽样，并 在如此获得的各抽样值中实施插补处理所构成的方法(如参照专利文献l)。此 外，也提出有将输入的可变量数据以带域限制型重抽样部重抽样后，通过以直 线插补部实施直线插补，以间疏处理部实施间疏，而转换成一定数量的抽样数据 的方法(如参照专利文献2)。日本特开平5-M5891号公报日本特开平5_297898号公报
但是，使用sine函数等先前的插补函数进行插补处理时，在信号处理的过程 中，原本存在的信息无法充分地覆盖，剩下的信息成为折迭噪声而发生。因而有， 如公开在所述专利文献l，为了除去因插补处理所产生的折迭噪声，须在插补处 理部的后段设置低通滤波器(反折迭滤波器)的问题。
另外，公开在所述专利文献2的技术，是实施重抽样时，在数行与数行之间 插入复数个0值，通过插入所述的0值，可实质地进行低通滤波器处理。如此， 无须在插补处理部的后段设置反折迭滤波器。但是，取代在插补处理部的后段不 需要反折迭滤波器，而有重抽样部中需要插入0值用的结构的问题。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种数字滤波器与使用其的影像处理装置，用以解 决所述问题。
为了解决所述问题，本发明采用的技术方案在于，首先提供一种数字滤波器，
其包括重抽样部，其是通过N个的各个重抽样周期，反复获得输入顺序的各抽 样值后，而将所述各抽样值N倍地重抽样，其中N为2以上的整数；与
FIR滤波器部，其是对通过所述重抽样部所重抽样的各抽样值，通过包含 {1/2N2， 3/2N2, 5/2N2， …，(N-3)/2N2， (N - 1)/2N2, (N-1)/2N2, (N-3)/2N2, . ， 5/2N2， 3/2N2, 1/2N2} (N为偶数时)，或是(1/2N(N+1), 3/2N(N+1), 5/2N(N+1). . ， (N-2)/2N(N+1), (N - 1)/2N(N+1), (N - 2)/2N(N+1),… ， 5/2N(N+l)， 3/2N(N+l)， 1/2N(N+1)} ( N为奇数时)的数值行的系数，进行滤波 器处理；
其次提供一种影像处理装置，其是用于对二维空间上等间隔地配置的数个像 素构成的原影像的放大与缩小的至少一方，其包括
垂直方向放大滤波器，其是依序输入在所述二维空间上在垂直方向等间隔地 配置的各l象素的像素值，通过作为N = Nl ，进行所述重抽样部与FIR滤波器部的 处理，而在所述垂直方向上取得N1倍个像素值；与
水平方向数字滤波器，其是依序输入在所述垂直方向放大滤波器对所述垂直
方向放大成N1倍的二维空间上，在水平方向等间隔地配置的各像素的像素值， 通过作为N:N2，进行所述的重抽样部与FIR滤波器部的处理，而在所述水平方 向上取得N2倍个像素值。
其还包括垂直方向间疏滤波器，其是通过所述垂直方向放大滤波器对所述 垂直方向放大成N1倍的二维空间，将在所述垂直方向等间隔地配置的各像素的 像素值间疏成1 / Ml倍其中，Ml是2以上的整数；与
水平方向间疏滤波器，其是通过所述水平方向放大滤波器对所述水平方向放
大成N2倍的二维空间，将在所述水平方向等间隔地配置的各像素的像素值间疏
成1/M2倍，其中M2是2以上的整数；
所述水平方向放大滤波器依序输入所述垂直方向放大滤波器与所述垂直方向 间疏滤波器，对所述垂直方向放大成Ml/Ml倍的二维空间，在水平方向等间隔 地配置的各像素的像素值，作为N-N2，而进行所述重抽样部与所述FIR滤波器 部的处理。
本发明的有益效果在于，不设置反折迭滤波器与0值插入的结构，而以极简 单的结构圆滑地插补离散性的数据间，并且也可除去折迭噪声。
图1是显示本实施形态的数字滤波器的结构例图2是显示本实施形态的FIR滤波器部的结构例图3是显示本实施形态的FIR滤波器部的运算例图4是显示本实施形态的FIR滤波器部的输出波形图5是显示获得与本实施形态的FIR滤波器部相同输出的其它运算例图6是显示本实施形态的FIR滤波器部的结构例图7是显示本实施形态的第一 FIR滤波器部的频率特性图8是显示本实施形态的FIR滤波器部的频率特性图9是显示本实施形态的FIR滤波器部的运算例图IO是显示本实施形态的FIR滤波器部的输出波形图11是显示本实施形态的FIR滤波器部的结构例图12是显示本实施形态的影像处理装置的结构例图13是显示本实施形态的影像处理装置的其它结构例图。
附图标记说明1-缓冲用的D型正反器；2-重抽样用的D型正反器(重抽 样部)；3-FIR滤波器部；51-频率产生部；52 -垂直方向放大滤波器；53 -水 平方向放大滤波器；61-频率产生部；62 -垂直方向间疏滤波器；63-水平方向 间疏滤波器。
具体实施例方式
采用如所述构成的本发明时，通过重抽样与具有特定的滤波器系数的FIR滤
波器处理，沿着样条曲线圓滑地插补原来离散性的抽样点之间，并且输出的频率特性中，通过域是带域限制在抽样频率的2/N。
此外，通过自具有特定的滤波器系数的FIR滤波器部输出的抽样值而实现的 样条曲线，是表示仅一定的区间具有"O"以外的有限值，其以外的区域的值全部为 "0"的函数，也即是表示在特定的样本位置，值收敛成"O"的有限台的插补函数者。 此种有限台的插补函数，仅具有"0"以外的有限值的局部区域内的数据具有意义。 所述的区域外的数据并非原本应考虑却忽略，是因理论上无须考虑，所以不发生 截断误差。
从以上所述，本发明并非在插补处理部的后段设置低通滤波器，或在重抽样 部中设置O值插入的结构，而是以极简单的结构，可圓滑地插补离散性的数据间， 并且也可同时抑制折迭噪声的发生。
以下，依据图式说明本发明一种实施形态。图1是显示本实施形态的数字滤 波器的结构例图。图1中，D型正反器1 (flip flop)，且作为将依序输入的抽样值 按照基准频率的频率ck0而依序保持的緩冲器的功能。
重抽样用的D型正反器2 (相当在本发明的重抽样部)，且通过N个(N为 2以上的整数)重抽样周期的各个反复获得输入顺序的各抽样值，而将各抽样值 重抽样成N倍。也即，重抽样部2是按照N倍频率的频率N * ck0,依序保持自 前段的D型正反器1输入的抽样值而输出。如在緩冲用的D型正反器1中输入有 "l"的抽样值时，在N-8时，通过重抽样，而自重抽样部2输出"1， 1, 1, 1, 1， 1, 1， l，，的8个数值行。
FIR滤波器部3，且是对通过重抽样部2而重抽样的各抽样值，通过包含特定 的数值行的系数进行滤波器处理。特定的数值行，在N是偶数时，为
{1/2N2, 3/2N2, 5/2N2, , (N-3)/2N2, (N-1)/2N2, (N-1)/2N2， (N -3)/2N2, , 5/2N2， 3/2N2, 1/2N2} (1)
此外，N是奇数时，为
{1/2N(N+1)，3/2N(N+1)，5/2N(N+1》..，(N - 2)/2N(N+l)， (N - 1)/2N(N+1)， (N-2)/2N(N+1), , 5/2N(N+l)， 3/2N(N+l), 1/2N(N+1)}. . . (2)
FIR滤波器部3通过包含数个D型正反器的抽头(tap)式延迟线使输入数据依 序延迟，对自各D型正反器的输入输出抽头输出的N个数据，乘上包含所述(l) 或(2)中所示的数值行的滤波器系数，再将此等相乘结果相加后输出。也即，如图
2所示，FIR滤波器部3是通过级联连接的(N - 1 )个D型正反器11 - 1 11 - (N - 1)、 N个系数器12- 1~12-N与(N - 1 )个加法器13- 1~13-(N- l)而构成。 (N - 1 )个D型正反器11 - 1~11 - (N- l)按照N倍频率的频率* ck0，使输 入数据逐一频率依序延迟。N个系数器12 - 1~12-N对自各D型正反器11 - 1~11 -(N- l)的输入输出抽头取出的信号，分别乘上包含所述(1)或(2)所示的数值行的 滤波器系数。(N- 1 )个加法器13- 1 13-(N- l)将各系数器12- 1 12-N的 相乘结果全部相加后输出。
此处，说明所述(1)或(2)所示的数值行的意义。所述的数值行是具有以下特征 的数值行在设定所述的数值行作为FIR滤波器的滤波器系数时，以将振幅"l" 的单位脉沖输入重抽样部2时获得的滤波器输出的数值行所表示的曲线，形成有 限台的样条曲线。其使用图3 图8详细作说明。
图3是显示FIR滤波器部3的运算例图。此外，图4是显示以通过图3的运 算而求出的数值行表示的曲线图。此处，将重抽样的倍数设定为N = 8。由于N 是偶数，因此，滤波器系数使用(l)的数值行。此时的数值行，具体而言成为{1, 3, 5, 7， 7, 5, 3， 1}(此处，为了简化说明，而省略分母)。
如所述，在缓冲用的D型正反器1中输入振幅'T，的单位脉冲时，通过重抽 样的实施，而自重抽样部2输出"1， 1， 1, 1, 1, 1, 1, l"的8个数值行。FIR 滤波器部3输入通过重抽样而产生的"l， 1, 1, 1, 1, 1， 1， l"的数值行，对其 通过包含{1, 3, 5， 7， 7, 5， 3， 1}的数值行的滤波器系数进行滤波处理，而获 得{1, 4， 9, 16, 23， 28， 31, 32, 31， 28, 23, 16, 9, 4， 1}的15个凄史值4亍。
将所述的15个数值行的振幅值作为纵轴，将频率位置作为横轴，予以图形化 时，即形成图4。图4所示的曲线是样条曲线，且是表示频率位置仅在0 16之间 具有"0"以外的有限振幅值，其以外的区域振幅值全部为"O"的函数，也即表示在 特定的样本位置振幅值收敛成"0"的有限台的插补函数。
另夕卜，{1, 4, 9, 16， 23, 28, 31, 32, 31, 28， 23, 16， 9, 4, 1}的|史值 行，与公开在本发明人过去提出申请的WO00 / 68826号公4艮中的插补处理方法 所产生的数值行一致。图5是说明公开在所述的公报中的插补处理方法的运算例 图。如图5所示，首先，通过将输入的振幅"l"的单位脉冲8倍地重抽样，而获得 "1, 1， 1， 1, 1, 1, 1， l"的8个数值4亍。
使所述的8个数值行逐一频率经过3个阶段延迟，将延迟4前的数值行与通
过3个阶段的延迟而获得的各个数值行予以平均化(对应图5(a)所示的重抽样输 出，延迟l、延迟2、延迟3的各数值行的各列相加)。如此，执行3相的巻积 (convolution)运算，而获得"l， 2， 3, 4， 4， 4， 4, 4, 3, 2, l，，的ll个数值行。 其次，使所述的11个数值行逐一频率经过3个阶段延迟，将延迟前的数值行 与通过3个阶段的延迟而获得的各个数值行予以平均化(对应图5(b)所示的El, 延迟l、延迟2、延迟3的各数值行的各列相加)。如此，执行3相的巻积运算， 而获得"l, 3， 6， 10， 13, 15, 16, 16, 15, 13, 10, 6, 3, l，，的14个数值行。 再者，通过将所述的数值行予以平均化，求出图3所示的{1, 4, 9, 16, 23, 28, 31, 32, 31, 28， 23, 16, 9, 4, 1}的数值行。
运算，仅通过具有{1, 3, 5, 7， 7, 5， 3， 1}的数值行作为滤波器系数的FIR滤 波器部3实施滤波器运算即可取得。此处，就{1， 3, 5, 7, 7, 5， 3, 1}的数值 行稍孩i详细地作说明。
{1, 3, 5， 7， 7, 5， 3， 1}的数值行，如图6(a)所示，是通过将{1, 1, 1， 1〉的数值行作为滤波器系数的第一FIR滤波器21，同样将{1, 1， 1， 1}的数值行 作为滤波器系数的第二 FIR滤波器22,与将自所述的第二 FIR滤波器22输出的 数值行予以平均化的平均化处理部23而产生。此处所谓平均化，是指使数值行逐 一频率延迟，而将延迟前的原来数值与延迟1个频率的数值相加的处理。
也即，如图6(b)所示，在第一 FIR滤波器21中输入振幅"l"的单位脉冲时， 通过级联连4妄的2个FIR滤波器21, 22,而产生{1, 2, 3, 4, 3, 2, 1}的凄欠值 行。而后，通过平均化处理部23将所述的数值行予以平均化，而产生{1， 3, 5， 7, 7, 5, 3， 1}的数值行。FIR滤波器部3也可如图2所示地构成，也可如图6(a) 所示地构成。
图7是显示在第一 FIR滤波器21中输入振幅"l"的单位脉冲时的输出的频率 特性，也即显示所述的第一 FIR滤波器21的脉沖响应的频率特性图。此与将{1， 1, 1， 1》的数值行予以高速傅里叶(Fourier)转换者相等。另外，所述的图7中， 是以频率轴的最大频率值为"l",振幅轴的最大值为'T，的方式予以基准化。此外， 图8是显示FIR滤波器部3的脉冲响应的频率特性(将{1, 3， 5, 7, 7， 5， 3, 1}的数值行予以高速傅里叶转换)的图。所述的图8中，也是以频率轴的最大频 率值为"l"的方式予以基准化。
FIR滤波器部3的滤波器系数{1， 3, 5, 7， 7, 5， 3, 1}通过图6所示的结 构而产生。因而，其脉冲响应的频率特性具有表示第一 FIR滤波器21的频率特性 的图7的特征。实际上，因为具有级联连接具有与{1, 1, 1， 1}相同滤波器系数 的2个FIR滤波器21, 22,并在其后段连接平均化处理部23的结构，所以阻止 域的衰减量如图8地变大，通过域是带域限制在抽样频率的1 / 4(=2 / N=2 / 8)。
另外，以上为N-8时的例，不过，如N-7时，由于N是奇数，因此FIR 滤波器部3的滤波器系数是使用(2)的数值行。此时的数值行，具体而言成为(l， 3, 5, 6， 5， 3， 1}(此处，为了简化说明，而省略分母)。
如图9所示，N-7时，通过对振幅"l"的单位脉冲实施重抽样，而获得"l, 1, 1, 1, 1， 1, l"的7个数值行。FIR滤波器部3输入通过重抽样所产生的"l， 1, 1, 1， 1， 1, l"的数值行，并通过对其通过包含{1， 3, 5, 6, 5， 3， 1}的数值行 的滤波器系数进行滤波处理，而获得{1, 4， 9， 15， 20, 23, 24, 23, 20, 15, 9， 4， 1}的13个数值行。
将所述的13个数值行的振幅值作为纵轴，将频率位置作为横轴予以图形化 时，即形成图10。图IO所示的曲线也是与图4所示的曲线相同的样条曲线，且 是表示仅在频率位置为0~14之间，具有"0"以外的有限振幅值，其以外区域是振 幅值全部为"0"的有限台的插补函数。
图11是显示N-7时的FIR滤波器部3的结构例图。另外，所述的图ll中， 在具有与图6所示的结构要素相同功能的结构要素上注记相同符号。{1, 3， 5， 6， 5， 3， 1}的数值行如图ll(a)所示，是通过将{1, 1, 1， 1}的数值行作为滤波器系 数的第一FIR滤波器21，将{1, 1, 1}的数值行作为滤波器系数的第三FIR滤波 器31与自所述的第三FIR滤波器31输出的数值行予以平均化的平均化处理部23 而产生。
也即，如图ll(b)所示，在第一 FIR滤波器21中输入振幅"l"的单位脉冲时， 通过级联连接的2个FIR滤波器21， 31，而产生{1， 2, 3， 3, 2, 1}的数值行。 而后，通过将所述的数值行通过平均化处理部23予以平均化，而产生{1， 3, 5, 6, 5， 3, 1}的数值行。
FIR滤波器部3的滤波器系数{1, 3， 5, 6, 5， 3, 1}的脉冲响应的频率特性 表示第一FIR滤波器21的频率特性的图7的特征。实际上，因为具有级联连接2 个FIR滤波器21 ， 31,并在其后段连接平均化处理部23的结构，所以阻止域的 衰减量如图8地变大，通过域是带域限制在抽样频率的2/7(二2/N)。
如以上详细的i兌明，1个抽样值通过重抽样部2而N倍地重4由才羊，成为N个 抽样值。再者，其通过FIR滤波器部3平滑化，如图4或图IO所示，抽样值的数 量成为N个的大致2倍，原来的抽样点之间通过样条曲线而圓滑地插补。所述的 样条曲线是表示有限台的插补函数者。此种有限台的插补函数，仅具有"0"以外的 有限值的局部区域内的数据具有意义。由于所述的区域外的数据理论上无须考虑， 所以可抑制截断误差的发生。
此外，FIR滤波器部3的输出的频率特性如图8所示，通过域是带域限制在 抽样频率的2/N。如此，本实施形态的数字滤波器，由于是产生圆滑的插补曲线， 同时形成按照重抽样的倍率N与产生插补函数的带域限制，因此不需要抑制折迭 噪声用的低通滤波器。也即，采用本实施形态时，不需要在FIR滤波器部3的后 段设置低通滤波器，在重抽样部2中不需要设置0值插入用的结构，而可抑制通 过使用插补函数的插补处理所产生的折迭噪声。
其次，说明将如所述构成的本实施形态的数字滤波器应用在进行影像的放大 /缩小的影像处理装置时的例。图12是显示本实施形态的影像处理装置的结构例 图。如图12所示，本实施形态的影像处理装置具备频率产生部51、垂直方向 放大滤波器52与水平方向放大滤波器53而构成。所述的影像处理装置是进行通 过于二维空间上等间隔地配置的数个像素而构成的原影像的放大。
频率产生部51输入基准频率的频率ck0,并且输入影像的垂直方向的放大 率N1、水平方向的放大率N2、水平同步信号H与垂直同步信号V。频率产生部 51自基准频率的频率ckO产生各种频率的频率V * ck0、 V*Nl*ckO、 H * ck0、 H*N2*ckO。而后，将频率V求ckO、 V * Nl * ck0与垂直方向的》文大率Nl输出 至垂直方向》丈大滤波器52。此外，将频率H,ckO、 H * N2 * ck0与水平方向的放 大率N2输出至水平方向放大滤波器53。
垂直方向放大滤波器52具有与图1同样的结构(不过，D型正反器的延迟量 为l个水平线部分)，依序输入在二维空间上在垂直方向等间隔地配置的各像素 的像素值，通过将所述的重抽样部2与FIR滤波器部3的处理作为N-N1来进行， 而在垂直方向上取得Nl倍个的像素值。如此，在垂直方向上，原影像放大成N1 倍。
水平方向放大滤波器53具有与图1同样的结构，依序输入在通过垂直方向放
大滤波器52对垂直方向放大成N1倍的二维空间上在水平方向等间隔地配置的各
像素的像素值，通过将所述的重抽样部2与FIR滤波器部3的处理作为N = N2 来进行，而在水平方向上取得N2倍个的像素值。如此，将在垂直方向上形成N1 倍的影像，在水平方向上形成N2倍。
此处，垂直方向放大滤波器52与水平方向放大滤波器53以按照影像的放大 率Nl， N2来切换FIR滤波器部3的滤波器系数的方式，预先准备数个对应在数 种放大率N1， N2的结构的FIR滤波器部3，可依据输入的放大率N1， N2,选择 性使用哪一个。此外，也可如以DSP (数字信号处理器)构成重抽样部2与FIR 滤波器部3的结构，并且将对应在放大率Nl, N2的滤波器系数预先保存在ROM 等内存中，DSP依据输入的放大率Nl, N2，自ROM读取滤波器系数来实施运算。
图13是显示本实施形态的影像处理装置的其它结构例图。另外，所述的图 13中，在具有与图12所示的结构要素相同功能的结构要素上注记相同符号。图 13所示的影像处理装置具备频率产生部61、垂直方向放大滤波器52、垂直方 向间疏滤波器62、水平方向放大滤波器53与水平方向间疏滤波器63而构成。所 述的影像处理装置是进行通过于二维空间上等间隔地配置的数个像素而构成的原 影像的放大或缩小。
频率产生部61输入基准频率的频率ck0，并且输入影像的垂直方向的放大 率N1、水平方向的i文大率N2、垂直方向的缩小率M1、水平方向的缩小率M2、 水平同步信号H与垂直同步信号V。频率产生部61自基准频率的频率ck0产生 各种频率的频率V * ck0、 V * Nl * ck0、 V * Ml * ck0、 H * ck0、 H * N2 * ck0、 H
* M2 * ck0。
而后，频率产生部61将频率V * ck0、 V * Nl * ck0与垂直方向的放大率Nl 输出至垂直方向》文大滤波器52。此外，将频率H^^ckO、 H * N2 * ck0与水平方向 的放大率N2输出至水平方向放大滤波器53。此外，将频率V * ck0、 V * Ml * ck0 与垂直方向的缩小率Ml输出至垂直方向间疏滤波器62。此外将频率HfckO、 H
* M2 * ck0与水平方向的缩小率M2输出至水平方向间疏滤波器63。
垂直方向放大滤波器52具有与图1同样的结构(不过，D型正反器的延迟量 为l个水平线部分)，依序输入在二维空间上在垂直方向等间隔地配置的各像素 的像素值，通过将所述的重抽样部2与FIR滤波器部3的处理作为N = N1来进行， 而在垂直方向上取得N1倍个的像素值。如此，在垂直方向上，原影像放大成N1 倍。
垂直方向间疏滤波器62在通过垂直方向》文大滤波器52对垂直方向》文大成Nl 倍的二维空间上，将在垂直方向等间隔地配置的各像素的像素值间疏成1 /Ml倍 (Ml是2以上的整数)。具体而言，在构成通过垂直方向放大滤波器52而在垂 直方向上形成N1倍的影像的各列信号中，在M1列上逐一输出信号至次段的水平 方向放大滤波器53，其它列的信号间疏而舍弃。在间疏的前段，由于抽样点间通 过垂直方向放大滤波器52而圆滑地插补，因此即使将垂直方向的抽样值间疏成1 /Ml,间疏后的抽样值的包络线也成为圆滑。
水平方向放大滤波器53具有与图1同样的结构，依序输入在通过垂直方向放 大滤波器5 2与垂直方向间疏滤波器6 2对垂直方向》文大成N1 / M1倍的二维空间 上在水平方向等间隔地配置的各像素的像素值，通过将所述的重抽样部2与FIR 滤波器部3的处理作为N-N2来进行，而在水平方向上取得N2倍个的像素值。 如此，将在垂直方向上形成N1/Ml倍的影像，在水平方向上形成N2倍。
倍的二维空间上，将在水平方向等间隔地配置的各像素的像素值间疏成1 /M2倍 (M2是2以上的整数)。具体而言，在构成通过水平方向放大滤波器53而在水 平方向上形成N2倍的影像的各列信号中，M2像素中逐一输出信号，其它像素的 信号间疏而舍弃。在间疏的前段，由于抽样点间通过水平方向放大滤波器53而圆 滑地插补，因此即使将水平方向的抽样值间疏成1/M2，间疏后的抽样值的包络 线也成为圆滑。
采用如图13所示地构成的影像处理装置时，可产生将原影像在垂直方向上形 成N1/M1倍，在水平方向上形成N2/M2倍的变倍影像。可获得N1〉M1时在 垂直方向上放大，Nl <M1时在垂直方向上缩小的影像。同样地，可获得N2〉 M2时在水平方向上方t大，N2<M2时在水平方向上缩小的影〗象。此外，采用本实 施形态的影像处理装置时，不设置反折迭滤波器与0值插入用的结构，以极简单 的结构，可获得通过样条曲线圓滑地插补原影像的像素间，且折迭噪声也少的放 大/缩小影像。
另外，所述实施形态，是说明首先在垂直方向上放大/缩小影像后，其次在 水平方向上放大/缩小影像的例。也可首先在水平方向上放大/缩小影像，其次
在垂直方向上放大/缩小影像，不过，由于先进行垂直方向者，整体的运算简单，
因此较佳。
此外，所述实施形态只不过是显示实施本发明时的一个具体化范例者，不应 以而限定性解释本发明的技术性范围。也即，本发明在不脱离其精神或其主要特 征范围内，可以各种形态来实施。
本发明可用在FIR型的数字滤波器。此外，所述的数字滤波器的应用例可用 在进行影像的放大/缩小的影像处理装置。此外，也可用在通过对声音数据进行 数据插补，而赋予各种音响效果的音响效果附加装置等。也可应用在其以外者。 也即，本发明的数字滤波器如可作为插补声音的一维数据的一维数字滤波器，如 插补平面影像的二维数据的二维数字滤波器，如插补立体影像的三维数据的三维 数字滤波器。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，对本发明而言仅仅是说明性的，而非限 制性的。本专业技术人员理解，在本发明权利要求所限定的精神和范围内可对其 进行许多改变，修改，甚至等效，但都将落入本发明的保护范围内。
权利要求
1.一种数字滤波器，其特征在于，其包括重抽样部，其是通过N个的各个重抽样周期，反复获得输入顺序的各抽样值后，而将所述各抽样值N倍地重抽样，其中N为2以上的整数；与FIR滤波器部，其是对通过所述重抽样部所重抽样的各抽样值，通过包含{1/2N2，3/2N2，5/2N2，…，(N-3)/2N2，(N-1)/2N2，(N-1)/2N2，(N-3)/2N2，…，5/2N2，3/2N2，1/2N2}(N为偶数时)，或是{1/2N(N+1)，3/2N(N+1)，5/2N(N+1)…，(N-2)/2N(N+1)，(N-1)/2N(N+1)，(N-2)/2N(N+1)，…，5/2N(N+1)，3/2N(N+1)，1/2N(N+1)}(N为奇数时)的数值行的系数，进行滤波器处理。
2. —种影像处理装置，其是用于对二维空间上等间隔地配置的数个像素构成 的原影像的放大与缩小的至少一方，其特征在于，其包括垂直方向放大滤波器，其是依序输入在所述二维空间上在垂直方向等间隔地 配置的各像素的像素值，通过作为N:N1，进行所述重抽样部与FIR滤波器部的 处理，而在所述垂直方向上取得N1倍个像素值；与水平方向数字滤波器，其是依序输入在所述垂直方向放大滤波器对所述垂直方向放大成N1倍的二維空间上，在水平方向等间隔地配置的各像素的像素值， 通过作为N-N2，进行所述的重抽样部与FIR滤波器部的处理，而在所述水平方 向上取得N2倍个像素值。
3. 根据权利要求2所述的影像处理装置，其特征在于，其还包括垂直方向间疏滤波器，其是通过所述垂直方向大滤波器对所述垂直方向》丈 大成Nl倍的二维空间，将在所述垂直方向等间隔地配置的各像素的像素值间疏 成1/M1倍其中，Ml是2以上的整数；与水平方向间疏滤波器，其是通过所述水平方向放大滤波器对所述水平方向放 大成N2倍的二维空间，将在所述水平方向等间隔地配置的各像素的像素值间疏 成1/M2倍，其中M2是2以上的整数；所述水平方向放大滤波器依序输入所述垂直方向放大滤波器与所述垂直方向 间疏滤波器，对所述垂直方向放大成Ml/Ml倍的二维空间，在水平方向等间隔 地配置的各像素的像素值，作为N = N2,而进行所述重抽样部与所述FIR滤波器 部的处理。
全文摘要
本发明为一种数字滤波器与使用其的影像处理装置，极简单的结构圆滑地插补离散数据间，并且也可除去折迭噪声。本发明通过设置N个重抽样(over sample)输入顺序的各抽样值的重抽样部，与对重抽样的各抽样值，通过包含{1/2N2，3/2N2，5/2N2，□□□，(N-3)/2N2，(N-1)/2N2，(N-1)/2N2，(N-3)/2N2，□□□，5/2N2，3/2N2，1/2N2}(N为偶数时)的数值行的系数，进行滤波器处理的FIR滤波器部，通过重抽样与FIR滤波器处理，沿着样条(spline)曲线圆滑地插补原来离散性的抽样点之间，并且输出的频率特性中，通过域是带域限制在抽样频率的2/N。
文档编号H04N5/14GK101106365SQ20071013063
公开日2008年1月16日 申请日期2007年7月11日 优先权日2006年7月13日
发明者小柳裕喜生 申请人:神经网路处理有限公司