专利名称：一种gnss接收机基带信号处理方法
技术领域：
本发明属于通信领域，涉及一种信号处理方法，具体涉及一种GNSS接收 机基带信号处理方法。
技术背景采用扩频测距码的现代卫星导航系统(GPS、北斗二代、Galileo等)的导 航电文以数据形式对伪随机码和载波进行两次调制，形成无线电波后连续地向地 面发射。用户则通过接收机截获视界内的卫星信号进而求得导航定位信息，系统 的通信基础是扩频通信，此即为现代卫星导航系统的简要工作原理。卫星导航系统的信号结构是由系统的设计目标、定位精度要求等共同决定 的。卫星信号包括三种信号分量伪随机噪声序列(即PRN序列，又称为测距 码或副载波)、数据码和载波。系统利用测距码在频域上扩展导航电文信号。测距码包括普通测距码(粗捕获码)和精确测距码两种。目前卫星所采用 的两种测距码均属于PRN码。数据码又称导航电文，也是一种二进制O、 l码， 各卫星导航系统数据码速率多为不同，但远远低于测距码码速率，采用低数据码 速率是为了获得较大的扩频增益。卫星的测距码和数据码采用BPSK或QPSK 来对载波进行调制。基带信号处理主要包括对卫星信号的捕获、跟踪、解码等工作，目的是提 取各观测量，通过对卫星导航电文的解码，完成对导航电文数据的提取，这是接 收机后续导航解算工作的基础。
图1所示为GNSS接收机的典型结构，其中数字基带信号处理器是接收机 的核心。天线接收GNSS信号，经过前置放大、RF/IF变换、A/D变换之后形 成混频后的中频数字信号，并输入至数字基带信号处理器；该数字基带信号处理 器输出主要是伪距、多普勒频率、本地时间等参量。这些参量被后面的导航信号 处理器按相应的定位算法解算出位置、速度等用户所需要的信息。数字基带处理 器主要实现的功能有产生本地参考伪码；伪码捕获；伪码和载波跟踪；数据解 调(导航电文解调)；获取载波多普勒频率(距离变化率)和载波相位(距离变 化量)；由各卫星信号提取信噪比信息等。对于采用扩频测距码的卫星信号有多种捕获方案，较常用的设计方法为将
伪码搜索和载波搜索有机分离，对二者分别进行捕获。对二者分别搜索的过程又可分为伪码串行载波串行的搜索策略；伪码串行载波并行的搜索策略；伪码并 行载波串行的搜索策略；伪码并行载波并行的搜索策略。相应于各种搜索策略的 捕获时间各不相同，全并行的速度最快，但要耗费最大的软硬件资源。这种对多 个二维信号单元依次进行搜索的方法被称为序贯搜索法。另外还可以采用FFT 方法，可以直接对GNSS卫星信号进行二维捕获。捕获到卫星信号后，即可利用伪码跟踪环和载波跟踪环对信号进行跟踪， 实现接收机复现信号同输入信号准确同步，使相关输出始终处于最大状态，同时 对各观测量及导航电文进行提取。由于进行伪码跟踪时，载波的频率和相位并不精确已知，因此传统结构一般采用超前-滞后型非相干数字延迟锁相环(DDLL)。这种跟踪环的相关运算采用 了两个独立的相关器超前码(早码)相关器和滞后码(迟码)相关器。输入信 号分成两路 一路同超前本地参考码相关；另一路同滞后本地参考码相关。相关 结果再经过积分(或累加)、平方、加减运算完成鉴相。载波跟踪环的作用为对码跟踪环的输出信号进行解调，得到导航电文数据， 同时得到载波Doppler频移观测量。目前，应用于载波跟踪的方法比较多，常 用的有平方环、锁相环(PLL)、频率锁定环路(FLL)等。PLL动态性比较敏 感，但能产生最精确的伪距变化率观测量。对于给定的信号功率，PLL可以提供 比FLL误比特率低的数据解调。因此，PLL适用于GNSS接收机载波跟踪环的 稳态跟踪模式。在信号初始捕获时，动态环境下实现频率锁定(FLL)比实现相 位锁定容易，因此也有方法将两种环路相接合来进行载波跟踪。常用的FLL鉴 频器算法有叉积自动频率跟踪算法(CPAFC)等。传统的时域捕获跟踪信号处理方法，信号捕获速度有限，跟踪带宽窄，对 于微弱信号的处理能力较弱，不适合在高动态环境或干扰环境下的进行信号处 理。发 明 内 容本发明提出了一种GNSS接收机的基带信号处理方法。主要适用于GNSS 接收机普通测距码信号的接收，并在频域内完成基带信号的捕获、跟踪处理。码 跟踪过程中，找出多个相关峰位置后，利用曲线拟合的方法完成码相位的精确估 计。载波跟踪过程中，确定进行DFT运算的采样点范围，计算DFT值并对载波 频率进行估计，再进行跟踪环路中载波频率的更新。在导航电文恢复时，利用了 码跟踪过程中IFFT的输出结果完成数据的解调。本方法全部利用频域处理，利 用FFT、 IFFT和DFT等数字信号处理方法，大幅度提高了多支路相关的计算 效率和频谱分析精度，实现速度更快，有利于信号的快速捕获与重捕。其在复杂环境中仍具有较强的鲁棒性，且易于应用大规模集成电路实现。本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法，其特征在于，本方法包括以下步骤步骤l:天线接收GNSS信号，经过前置放大、RF/IF变换、A/D变换之 后形成中频数字信号。步骤2:数字基带处理器接收混频后的中频数字信号，进行信号捕获，根据 已有的频域快速捕获方法，利用FFT和IFFT计算方法进行成组计算来简化时域相关运算。步骤3:将捕获后的信号输入到跟踪模块，进行码跟踪和载波跟踪。 步骤4:根据调制导航电文的载波相位差判断导航电文数据的翻转。根据跟踪环路的输出信息，通过判断码跟踪环路两个相邻码相位更新周期中最大峰值处 的IFFT运算的实部变化情况，来判断导航电文数据bit的变化。从而进行导航电文数据的解调。同时，将解调后的结果反馈到跟踪模块。步骤3中，进行测距码跟踪时，首先利用FFT和IFFT运算找出多个相关 峰位置，然后利用最小二乘法进行三角形拟合，根据三角形顶点的位置完成理论 最大峰值位置的精确估计，进而完成码相位的精确估计。步骤3中，进行载波跟踪时，首先采用多点滑动DFT算法，利用前一窗中载波信号采样点的傅里叶变换计算结果，去计算本窗中采样点的傅里叶变换值， 然后利用插值DFT算法进行频谱分析，完成载波频率的精确估计。步骤3中，采用多点滑动DFT算法计算本窗中采样点的傅里叶变换值时， 首先，由捕获环路获得频率搜索步长以及粗略载波频率估计值，然后确定需计算 DFT值点的范围，再利用多点滑动DFT算法计算这部分点的DFT值。本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的优点在于(1) 本发明方法的描述中，GNSS信号的捕获和跟踪操作全部利用频域 处理，大幅度提高了多支路相关的计算效率，有利于信号的快速捕获和重捕，非 常适合于微弱信号环境、干扰环境和较高动态环境下的信号捕获和跟踪。(2) 本发明方法的描述中，GNSS信号捕获及码跟踪部分都采用FFT及 IFFT来实现。FFT及IFFT设计时可采用流水线模块化级联结构，运算速度更 快；也可以采用成熟的IP核完成集成电路设计，易于采用大规模集成电路实现。 (3)应用本发明描述方法步骤进行载波跟踪时，首先根据捕获时的频率搜索步长以及得到的粗略载波频率估计值，来缩小计算DFT值点的范围，然后应用利用滑动DFT算法计算频率估计时所需的傅立叶变换幅度值，这样便极大地降低了计算复杂度，有利于集成电路实现。附图 说 明图1为现有的GNSS接收机的系统框图；图2为现有的GNSS接收机频域捕获模块结构图。图3为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法流程示意图；图4为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的中频信号测距码跟踪方法流程示意图；图5为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的中频信号载波跟踪方 法流程示意图；图6为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的现有多点滑动DFT 方法示意图；图7为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的测距码相位捕获结果图；图8为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的码跟踪过程中测距码 估计示结果图；图9为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的20个导航电文周期内的载波跟踪结果图；图10为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的为发送端导航电文 波形图；图11为本发明一种GNSS接收机基带信号处理方法的为接收端导航电文波形图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明作进一步的详细说明。本方法主要适用于GNSS接收机普通测距码信号的接收，并在频域内完成 基带信号的捕获、跟踪处理。捕获过程中，利用FFT和IFFT计算方法进行成 组计算来简化时域相关运算。码跟踪过程中，首先利用FFT和IFFT运算找出 多个相关峰位置，然后利用曲线拟合的方法完成码相位的精确估计。载波跟踪过 程中，首先根据捕获时得到的粗略载波频率估计值确定计算DFT值点的范围， 并利用滑动DFT方法计算这部分点的DFT值，然后利用插值DFT方法对载波 频率进行估计，并进行跟踪环路中载波频率的更新。在导航电文恢复时，利用了 码跟踪过程中IFFT的输出结果完成数据的解调。 如图3所示，本方法包括以下步骤步骤一如图l所示，天线接收GNSS信号，经过前置放大器、RF/IF变 换器、A/D变换器之后形成混频后的中频数字信号。输出的数字化中频信号如下式-"C(WS -r)cos[2;r(/;, +沐]+(1)其中，^")为第n个釆样点时中频信号输出值。^、 y;,和-。分别表示载波 的幅度、频率和初始相位，力为多普勒频偏，《为采样间隔，r为时间延迟。 和c(《)分别表示导航电文数据(D码)和普通测距码，,表示噪声信号。步骤二数字基带处理器接收混频后的中频数字信号，进行信号捕获，根 据已有的频域快速捕获方法，在捕获环路中，利用FFT和IFFT计算方法进行 成组计箅来简化时域相关运算。如果A/D变换器的采样频率为定值，即采样间隔f、为常量，则有Z(附,力)=/ += /F/T(7^K")exp[-72;r(/ff [C(—]} (2)其中，"=(/-1)似+附，表示第,个测距码周期的第w个釆样点， we[l,2，…,M]， M为每个测距码周期中的采样点数。C(附)代表本地产生的C/A 码，^代表取共轭。Z(m，力)表示输入信号与本地复现信号的相关结果。令lz(wU卜V777^7 ，信号捕获就是在码相位和多普勒频率进行二维搜索 来检测。|z—,力)l若超过门限值Vth，则捕获成功，否则捕获失败。当然这里也可以通过判断|Z (m, /rf )|2来实现。利用FFT和IFFT计算方法进行成组计算来进行上述运算。如图2所示， 输入信号和本地载波NCO分别产生的正交的I、 Q两支路载波相乘后得到复信 号x~=/~"。/by， ^3膽入FFT变换器，进行FFT变换。同时本地普通测 距码产生器生成的码序列经过FFT变换器和共轭处理器，先后进行FFT变换和 共轭处理后的结果与x,"y的FFT经过变换之后的结果在乘法器中相乘，再经过 IFFT变换后获得时域的相关结果，即得到对应于每个码相位的相关峰值。这些 相关峰值经过平方变换器，其平方结果的峰值处即为输入信号的码相位，并将其 输入到逻辑控制器中。此时扫描到的载波频率即为捕获频率。
步骤三将捕获后的信号输入到跟踪模块，进行码跟踪和载波跟踪。本发明所描述的码跟踪方法流程如图4所示。这里的数据相关部分的信号流程与上文所述的捕获过程相似。不同之处为载波NCO的频率更新受到载波跟踪环路所得到的估计频率控制，同时每次更新周期中的载波相位应该是连续的，其原因将在解调模块的分析中详细描述。进行相关运算后，由IFFT变换器得到对应于不同码相位的多个相关峰值，这里码相位的个数与采样频率有关，采样频率越高，时间分辨率越高。但受到数据处理器能力的限制，不可能无限提高釆样频率，为了在有限的采样率下进一步提高码相位估计精度，本方法采用曲线拟合的方法来精确估计码相位，用一种示列性的三角形最小二乘拟合的方法。首先由FFT/IFFT模块成组运算得到对应于各码相位的相关峰值。相关结果输入门限判决器，如果最大相关峰达到判决门限，跟踪过程继续进行，否则跟踪过程结束，重新捕获。若跟踪过程继续，则在 峰值比较器中比较各相关峰值lzl的大小，查找并保留最大峰值及其附近的峰值点，并将峰值信息输入到导航电文解调模块。接下来将峰值比较器中的比较结果输入到曲线拟合器，曲线拟合器以最大峰值点为分界点将保留的峰值点分为两组，应用最小二乘法将每组数据点拟合为两条直线，这两条直线的交点的横坐标即为码相位的精确估计值。最后，普通测距码发生器根据得到的码相位估计值产生普通测距码，反馈到跟踪环路。以保留9个峰值点^x,，^，^X2，;^,…,Z9^,W为例，具体的数学表达式描述如下设峰值比较器中保留的峰值点为<formula>formula see original document page 9</formula> (3) 曲线拟合器中两条待拟合的直线为<formula>formula see original document page 9</formula>由最小二乘法的线性经验公式可得:<formula>formula see original document page 9</formula><formula>formula see original document page 10</formula>(6)将(5)、 (6)代入(4),可得两条直线的交点横坐标为:<formula>formula see original document page 10</formula>(7)X。的值即为码相位的精确估计值。本发明所描述的载波跟踪方法流程图5所示。将由解调模块反馈回跟踪环路的解调所得的导航电文(D码)求解结果， 与输入的中频数字信号输入乘法器进行相乘，从而解除D码调制。将普通测距 码发生器产生的本地普通测距码<formula>formula see original document page 10</formula> (8)若普通测距码相位跟踪精确，则载波跟踪环路中需进行频率估计的信号近 似为加噪声的单频信号^。对所得的单频信号的数据段经DFT变换器进行DFT运算，再由频率估计器 分析其频谱，进而完成频率估计。在跟踪环路中进行载波频率估计时，若DFT 变换器的滑动窗中N点傅里叶变换值由FFT来算得，计算负荷过大，难以实时处 理。即使应用多点滑动DFT算法的递推公式来计算N点的傅里叶变化值，计算量 仍然巨大。由插值DFT算法可知，进行频率估计时，只需要最大值谱线及其附近 的一条谱线值，因此可以考虑在DFT变换器中，由捕获得到的频率信息缩小计算 DFT值点的范围，然后再应用多点滑动DFT算法的递推公式来计算N点的傅里叶 变化值。设由捕获环路得到的频率为/吣，捕获环路中频率搜索的步进值为乂一，则载波多普勒频率范围应为<formula>formula see original document page 10</formula> ( 9 )由DFT基本理论可知，进行N点DFT运算时，对应(9)式的索引范围<formula>formula see original document page 10</formula> 式中int—)表示取整。确定了数据点范围后，DFT变换器可根据现有文献中的多点滑动DFT算法 计算各点的DFT值。如图6所示，假设两窗之间的间隔为P，滑动窗口长为N。多 点滑动DFT算法目的即为根据递推关系计算每窗口中的DFT值。设7对刻时域信 号波形的采样离散值为^")，傅里叶变换为S,("，则以"p为起始位置的N点 傅里叶变换为<formula>formula see original document page 11</formula>, (11)与FFT—次算出所有点的傅里叶变换值不同，应用(11)式可以直接求得 单点的傅里叶变换值，这便能够直接计算(10)式中所需点的傅里叶变换值， 这样极大地降低了DFT变换器的计算复杂度。载波跟踪的目的是得到载波频率的精确估计，图5示出了在得到所需点的DFT值后，可根据已有文献中的DFT插值算法，由频率估计器完成频率估计。观察公式(8)信号，在DFT变换器中对《进行DFT后，频谱的幅度项为<formula>formula see original document page 11</formula>(12)式中r =，则给出载波频率的估计值表达式为<formula>formula see original document page 11</formula>(13)其中，顺DFT点数，A。是y(")的DFT最大值谱线的位置。r = ±l,当 |丰。+1)|#0—1)|时，…l;当IS仏+1)I丰仏-1)I时，"1。因此,在频率估计器中，将由DFT变换器得到的数据点的DFT值代入(13) 式，便可得到载波频率的估计值。将得到的载波频率估值输入到码跟踪环路，若 码跟踪环路的最大相关峰值达到判决门限，则重新选取数据段，跟踪过程继续进 行，否则跟踪过程结束。DFT的频率分辨率为i/r ， r = M、为信号的累积时间，当"为定值时，DFT的频率分辨率受到滑动窗长度7V的制约。若频率分辨率过低，即使釆用插值DFT 的方法也很难提高频率的估计精度。所以，应该累积一定的纯载波数据段的长度 用于频谱分析。当GNSS信号极其微弱时，滑动窗口长度应适当增加，即增加 每次载波频率更新时的累加数据段长度。步骤四根据调制导航电文的载波相位差判断导航电文数据的翻转。在导 航电文解调模块中，根据跟踪环路的输出信息，通过判断码跟踪环路两个相邻码 相位更新周期中最大峰值处的IFFT变换器运算结果的实部变化情况，来判断导 航电文数据bit的变化。从而进行导航电文数据的解调。同时，将解调后的结果 反馈到跟踪环路。本发明所描述的为频域基带信号处理方法，所以数据的解调方式不同于传 统GNSS接收机中的解调方法。频域载波跟踪过程只跟踪载波的频率，所以对 载波相位不能精确估计，因此本发明根据调制导航电文的载波相位差判断导航电 文数据的翻转，进而完成解调。码跟踪环路中，最大峰值处的IFFT变换器运算 结果的实部反映了导航数据的bit高低，因此导航电文解调模块通过判断两个相 邻的更新周期中最大峰值处的IFFT变换器运算结果的实部变化情况，来判断导 航电文数据bit的变化。由于是通过判断相位的变化来判断解调数据的翻转，所 以，在码跟踪环路每次更新周期中的载波相位应该是连续的。这种解调方式可能 使数据位串出现符号相反的情况。这种解调数据的多值性可以在帧同步过程中得 到解决。由(2)式得，I支路累加器第/个累加结果中的信号项总结为<formula>formula see original document page 12</formula> (14)式中4为载波发生器产生的本地参考载波的幅度，T为截止到i时刻累加器累加时间长度，iv,为截止到i时刻共累加的采样点数 考载波的频率估计误差，- A-A为7'时刻载波发生器产生的本地参考载波与 接收信号的相位差，Ar,为/时刻测距码相位估计误差。 为抽样函数。当码相位延时与载波频率估计十分精确时，<formula>formula see original document page 12</formula> (15)其中，K为比例系数。而且载波发生器产生的本地参考载波的相位是连续的， 所以，<formula>formula see original document page 12</formula>(16)因此，本发明中的导航电文解调模块通过判断码跟踪环路两个相邻更新周 期中最大峰值处的IFFT变换器运算结果的实部变化情况，来判断导航电文数据 bit的变化。这种解调方式可能使数据位串出现符号相反的情况。这种解调数据 的多值性可以在帧同步过程中得到解决。
计算机仿真程序产生GPS的Ll信号，由RF变换到1.25MHz的中频上， 接收端的采样频率设置为5MHz，因此每个GPS的C/A码周期内有5000个 采样点。设置码片延时为504个采样点，多普勒频偏为1907Hz，到达接收机 的中频信号的信噪比为-10dB。图7所示，为本方法步骤二中接收的测距码相位捕获结果示意图，从图中 可以看出，最大相关峰的位置在500附近，则码相位延迟估值接近504码片的 实际延迟。由图8所示，为本方法步骤三中码跟踪时保留最大峰值及其附近的8 个相关峰值点，由三角形最小二乘估计得到码相位的精确估计值，由图可见，估 计得三角形顶点的横坐标为504码片，与仿真设定值一致。图9示出了 20个 导航电文数据段内的载波跟踪过程。如图所示，捕获得到的载波频率为 1252kHz，经过载波跟踪处理后，收敛于实际的载波多普勒频率1251.907kHz 附近，且由捕获频率到跟踪频率的收敛速度较快，每个更新周期中的频率估值的 波动幅度较小，能够精确跟踪。图10、图11对比了发送端导航电文和接收端解调到的电文结果，可以看 出解调输出波形与发端的发送波形基本一致，可以得到正确的解调结果，验证了 利用本发明方法进行解调的正确性。本领域专业人员可以按照本发明的描述完成GNSS接收机的基带普通测距 码信号处理，并且应用软件或硬件平台，特别是大规模集成电路来实现本发明的 方法。相比于传统的GNSS接收机的时域基带信号处理方法，本发明在捕获速 度，跟踪带宽以及接收机的动态范围都有大幅度的改善。
权利要求
1、一种GNSS接收机基带信号处理方法，其特征在于，本方法包括以下步骤步骤一天线接收GNSS信号，经过前置放大、RF/IF变换、A/D变换之后形成中频数字信号；步骤二数字基带处理器接收混频后的中频数字信号，进行信号捕获，根据已有的频域快速捕获方法，利用FFT和IFFT计算方法进行成组计算来简化时域相关运算；步骤三将捕获后的信号输入到跟踪模块，进行码跟踪和载波跟踪；步骤四根据调制导航电文的载波相位差判断导航电文数据的翻转；根据跟踪环路的输出信息，通过判断码跟踪环路两个相邻码相位更新周期中最大峰值处的IFFT运算的实部变化情况，来判断导航电文数据bit的变化；从而进行导航电文数据的解调；同时，将解调后的结果反馈到跟踪模块。
2、 根据权利要求1所述一种GNSS接收t几基带信号处理方法，其特征在于所 述步骤三中，进行测距码跟踪时，首先利用FFT和IFFT运算找出多个相关峰 位置，然后利用最小二乘法进行三角形拟合，根据三角形顶点的位置完成理论最 大峰值位置的精确估计，进而完成码相位的精确估计。
3、 根据权利要求1所述一种GNSS接收机基带信号处理方法，其特征在于所 述步骤三中，进行载波跟踪时，首先采用多点滑动DFT算法，利用前一窗中信 号采样点的傅里叶变换计算结果，去计算本窗中采样点的傅里叶变换值，然后 利用插值DFT算法进行频谱分析，完成载波频率的精确估计。
4、 根据权利要求1和3所述一种GNSS接收机基带信号处理方法，其特征在 于所述步骤三中，采用多点滑动DFT算法计算本窗中采样点的傅里叶变换值 时，首先，由捕获环路获得频率搜索步长以及粗略载波频率估计值，然后确定需 计算DFT值点的范围，再利用多点滑动DFT算法计算这部分点的DFT值。
全文摘要
本发明公开了一种GNSS接收机的基带信号处理方法。本方法主要适用于GNSS接收机普通测距码信号的接收，并在频域内完成基带信号的捕获、跟踪处理，易基于大规模集成电路实现。捕获过程中，利用FFT和IFFT计算方法进行成组计算来简化时域相关运算。码跟踪过程中，首先利用FFT和IFFT运算找出多个相关峰位置，然后利用曲线拟合的方法完成码相位的精确估计。载波跟踪过程中，首先根据捕获时得到的粗略载波频率估计值确定计算DFT值点的范围，并利用滑动DFT方法计算这部分点的DFT值，然后利用插值DFT方法对载波频率进行估计。在导航电文恢复时，利用了码跟踪过程中IFFT的输出结果完成数据的解调。
文档编号H04L25/03GK101132191SQ20071017587
公开日2008年2月27日 申请日期2007年10月15日 优先权日2007年10月15日
发明者展 张, 张晓林, 李宏伟, 李春宇 申请人:北京航空航天大学