专利名称：信道估计方法、信号检测方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线通信4支术，尤其涉及应用于空时分组码(STBC, Space Time Block Coding)的信道估计技术及信号检测技术。
背景技术：
空时分组码可以在不牺牲带宽的情况下实现发射分集，并获得一定的分 集增益，还可以和多根接收天线相结合以降低多径衰落的影响，达到多输入 输出(MIMO, Multiple-Input Multiple-Output)系统的容量。空时分组码的性 能取决于信道估计的准确性。如果采用导频辅助的信道估计，则在信道快速 变化时需要插入很多导频符号，既降低了带宽效率，又增加了发射功率。而 卡尔曼信道估计方法可以减少导频符号的数量，具有良好的性能。
2才艮发射天线、Ws #4妄收天线的Alamouti空时分组码系统如图1所示， 发射端包括空时编码装置(Space Time Encoder),接收端包括空时解码装置 (Space Time Decoder )、滤波装置(Filter )、预测装置(Prediction)和延迟装 置(Delay )。
请继续参见图1,假设发送端在2"时刻的发送天线1、发送天线2上的发 射信号分别为l/V^(2")、 l/V^(2" + l),在2"+l时刻的发送天线1、发送天线
2上的发射信号分别为-l/V^'(2" + l)、 1/V5/(2w)，那么接收信号可表示为
r (2w) = l/V^ H (2w) (2") s (2w + l)了 + n (2")
r (2" +1) = l/V^ H (2w +1) [-/ (2" +1) / (2")了 + n (2w +1) 其中，r(")是"时刻的接收信号，维数为Wxl; H(")是"时刻的信道系数 矩阵，维数为A^x2,这里假设H(")为非相关瑞利平坦衰落信道矩阵；n(^为 相互独立的均值为零、方差为《的加性复高斯白噪声。
由于不同接收天线的信道系数相互独立没有相关性，2发多收系统的卡尔 曼信道估计方法与2发1收系统的信道估计方法一样，只是增加了几个同样 功能的模块，所以为了方便起见，这里只考虑2发1收的空时分组码系统， 对于2发多收系统，可以将此过程应用于每根接收天线来估计信道系数。
对于2发1收系统，令h(")-h(") 那么接收信号可重新表示为
5<formula>formula see original document page 6</formula>
下面结合图1,对现有的卡尔曼信道估计方法和信号检测方法进行说明。 如图2所示，包括
步骤S201:利用发送的已知序列初始化滤波装置，获得信道系数的初始值。
步骤S202:预测装置利用前一时刻滤波装置输出的信道系数，预测当前 时刻的信道系数。
步骤S203:空时解码装置利用预测装置预测的信道系数对接收信号解码。 步骤S204:滤波装置利用空时解码装置输出的解码后的信号、预测装置 预测的信道系数以及接收信号，获得更精确的信道系数的估计值。 至此，卡尔曼信道估计方法结束。
继续步骤S205:空时解码装置利用滤波装置输出的信道系数的估计值， 对接收信号进行解码，获得更精确的发射信号。 至此，信号检测过程结束。
下面具体介绍 一种信道估计方法和信号才全测方法。
有些资料(具体请参见"Space-Time Coding and Kalman Filtering for Time-Selective Fading Channels" ， IEEE Transactions on Communications, Vol.50， No.2, February 2002 )考虑到信道的时变特性，认为2"时刻和2" + l时 刻的信道系数不相等，并应用卡尔曼滤波跟踪信道系数。
具体的，利用一阶自回归模型来建模信道系数M")的时变特性 /z(" = / /z("l) + v(A;)
其中，v("为均值为零、方差为一的复高斯噪声，v("与A-l时刻的信道 系数/^A:-l)相互独立。^i殳/z("为服从零均值、单位方差的复高斯分布，自相 关函数等于Jakes模型中的自相关函数
*(卜"]=<7。(2;^) 其中，r表示时间差，力为最大多谱勒频率，J。(口)表示零阶贝塞尔函数， 令r = {0,7;},根据式0] = /0(2兀_/>)可得到关于式 /^" = "/^-1) + <"的自相关函数的两个方程其中，z;为一个发送符号时间长度，由此可得
〃^J。(2;r力7;)， crv2=l —〃2 对于2发1收的空时分组码系统，可用如下状态空间模型来表示 2w时刻
h(2n) = "h(2n-l) + v(2n) (1)
r(2n) = l/V^s(2n)h(2w) + w(2n) (2) 2" + l时刻
h(2w + l) = / h(2n) + v(2 + l) (3)
"2w + l) = l/V^s(2" + l)h(2w + l) + w(2w + l) ( 4 ) 其中，式(l)、式(3)分别为2",2" + l时刻的状态方程，式(2)、式(4) 分另'J为 2",2" + l 时刻的观ll量方程，h(2n卜[/ !(2") & (2")]7', s(2") = (2n) "2n +1)] ， s(2w +1) = (2n +1) / (2n)]。
这里用h(n I n-l)表示"时刻的预测信道系数，h(n I n)表示"时刻的滤波信道 系数，P("l"-l)表示n时刻的预测信道系数误差的相关矩阵，P("W表示"时 刻的滤波信道系数误差的相关矩阵，K"表示"时刻的卡尔曼增益矩阵， 2表 示复高斯白噪声"(n)的方差，Q表示v(n)的协方差矩阵，分别为 五["(")-"*(")] = 0" 2,五[V(")'VH(")]:Q:o^21 ， I为2x2 6々单4立头巨卩车。
基于上述条件，卡尔曼信道估计方法和信号检测方法的具体实现步骤如 图3所示
步骤S301:预测2"、 2" + l的信道系数h(2nl2n-l)、 h(2n+l|2n-l)。 h(2n 12n-l) = / h(2n-l 12n-l)， h(2n+l 12n_l) = "2h(2n-l 12n-1)
P(2"|2"-l) = Q + / 2P(2"-l|2w-l)
其中，有关P的算式会在步骤S303中用到，但这里最好提前计算 P(2n|2n-1)。
步骤S302:利用预测信道系数h(2nl2n-1),h(2n+ll2n-l)对接收信号进行解
码，获得发射信号为5(2")J(2" + 1),令
S(2w) = [^(2"p(2" + 1)]， S(2" + l) = [—f(2w + l) f (2w)]。
步骤S303:更新2"时刻的信道系数h(2nl2n)。 2"时刻的信道系数具体为h(2" I 2") = h(2" I 2"-l) + K2 ("2")-l/V^S(2")h(2w | 2"-1))
其中 K2 =l/V^P(2"|2" —1)SW(2")(1/2S(2")P(2"|2" —l)S"(2") + cr 2)_1
P(2" I 2w) = P (2w I 2w-1) _ l/V^K2 S(2")P (2w | 2 -1)
步骤S304:再次预测2"+l时刻的信道系数h(2n+l|2n)。 h(2n+l|2n) = 〃h(2n|2n)
P (2" +112w) = Q + "2P (2w I 2")
有关P的算式会在步骤S305中用到，但这里最好提前计算P(2n+ll2n)。
步骤S305:更新2"+l时刻的信道系数h(2n+ll2n+l)。 2w+l时刻的信道系数具体为
h (2" +11 2w +1) = h(2" +11 2w) + K2 +1 ^ (2w +1) - l/VIS(2" + l)h(2w +11 2w))
甘& K2"+i = l/* P (2" +11 2w)f (2" +1) (1/2S (2" +1) P (2" +112") Sw (2" +1) + cr 2)—1 其中, ，
P (2w +11 2w +1) = P (2w +11 2") - l/W K2 +1S(2" + l)P (2w +11 2")
步骤S306:利用更新后的信道系数h(2nl2n),h(2n+l 12n+l)再次对接收信号 进行解码，将解码后的信号作为发射信号。
发明人在认真分析现有技术后发现，上述卡尔曼信道估计方法和检测方 法由于需要分别预测、更新2"时刻和2w + l时刻的信道系数，所以，每检测一 次信号都需要进行两次卡尔曼信道估计，而且待估计的信道系数是二维的， 实现复杂度4艮高。
发明内容
本发明实施例要解决的技术问题在于提供一种信道估计方法、信号检测 方法及装置，用以降低结合空时分组码的卡尔曼信道估计和信号检测的实现 复杂度。
为解决上述技术问题，本发明提供一种信道估计方法的实施例，在一个 码元周期内信道系数保持不变，包括获得当前时刻的预测的信道系数；根 据所述预测的信道系数，对接收信号进行解码，获得发射信号；根据所述发 射信号和接收信号，获得信道系数的估计值；以信道系数作为测量方程的目 标值，并根据所述信道系数的估计值，更新当前时刻的信道系数。
本发明提供一种信号检测方法的实施例，在一个码元周期内信道系数保 持不变，包括获得当前时刻的预测的信道系数；根据所述预测的信道系数，对接收信号进行解码，获得发射信号；根据所述发射信号和接收信号，获得 信道系数的估计值；以信道系数作为测量方程的目标值，并根据所述信道系 数的估计值，更新当前时刻的信道系数；根据更新后的当前时刻的信道系数， 对接收信号再次进行解码，获得新的发射信号。
本发明提供一种信道估计装置的实施例，在一个码元周期内信道系数保 持不变，包括预测装置、滤波装置及空时解码装置；所述预测装置用于预 测当前时刻的信道系数；所述空时解码装置用于根据所述预测装置预测的信 道系数，对接收信号进行解码，获得发射信号；所述滤波装置用于根据所述 空时解码装置获得的发射信号和接收信号，获得信道系数的估计值，并以信 道系数作为测量方程的目标值，再根据所述信道系数的估计值，更新当前时 刻的信道系数。
本发明还提供一种信号检测装置的实施例，在一个码元周期内信道系数 保持不变，包括预测装置、滤波装置及空时解码装置；所述预测装置用于 预测当前时刻的信道系数；所述空时解码装置用于根据所述预测装置预测的 信道系数，对接收信号进行解码，获得发射信号；所述滤波装置用于根据所 述空时解码装置获得的发射信号和接收信号，获得信道系数的估计值，并以 信道系数作为测量方程的目标值，再根据所述信道系数的估计值，更新当前 时刻的信道系数；所述空时解码装置获得更新后的当前时刻的信道系数后， 根据所述更新后的当前时刻的信道系数，对接收信号再次进行解码，获得新 的发射信号。
在本发明的实施例中，由于一个码元周期内信道系数保持不变，所以2"时 刻和2 + 1时刻的信道系数是相同的，也就是说，只需要预测、更新2"时刻的 信道系数即可，无须再预测、更新2" + i时刻的信道系数。另外，本发明实施 例是使用一维的信道系数的估计值作为测量方程的，而现有的结合空时分组 码的卡尔曼信道估计方法中的信道系数是二维的。由此可见，本发明实施例 确实降低了结合空时分组码的卡尔曼信道估计和信号检测的实现复杂度。
图1为现有的结合卡尔曼信道估计的Alamouti空时分组码系统的示意
图2为现有的结合了空时分组码的卡尔曼信道估计方法和信号才企测方法的流程图3为现有的结合了空时分组码的卡尔曼信道估计方法和信号斥全测方法
的具体实现流程图； '
图4为本发明的结合了空时分组码的卡尔曼信道估计方法和信号检测方 法的流程图5为本发明的一个应用实施例的流程图6为本发明实施例的一个仿真结果图7为本发明实施例的另一个仿真结果图。
具体实施例方式
下面对本发明的信道估计方法和信号检测方法进行具体说明。 本发明分别对现有的卡尔曼信道估计方法中的测量方程和状态方程进行 了改进。
现有的卡尔曼信道估计方法以2"时刻和2w +1时刻的信道系数不相等为 前提，而在本发明的实施例中，以2n时刻和2" + l时刻的信道系数相等为前提， 即，/ (2") = /z(2" + l),其中，/z(2")为2w时刻的信道系it， /z(2w + l)为2" + l时刻 的信道系数。此时，2w时刻和2w + l时刻的接收信号都携带有信道信息，现有 的卡尔曼滤波估计方法^[艮难充分利用这两个接收信号中的信道信息。不过， 在空时分组码系统中，由于两根天线的发射信号相互正交，假设空时解码装 置第 一次检测的信号正确，那么可以采用很多种方式获得当前信道系数的初 始估计值。例如，采用最大似然(ML, Maximum Likelihood)估计可以得到 <formula>formula see original document page 10</formula>其中，<formula>formula see original document page 10</formula>为
空时解码装置第一次获得的2w时刻和2" + l时刻的发射信号，r(2")为时刻的 接收信号，A(2")和&(2n)分别为第1根接收天线和第2根接收天线的信道系 数，w(2")和w(2w + l)分别为2w时刻和2" + l时刻的相互独立的均ii为零、方差为《的加性复高斯白噪声。
由于"(2")与"(2" +1)之间相互独立，并且如果S(2")和S(2" +1)为M进制调 相(MPSK)信号，则A(2")和^(2w)都服从均值为零、方差为^的复高斯分 布。
如果采用最小均方误差(MMSE, Minimum Mean Square Error)估计，则 可以得到
^ (2")J = l/§ (2"广r (2")/(l + ct)
+
A2 (2w)
本发明实施例采用动态模型来跟踪信道系数的变化，其实质是用 一个一 阶自回归模型来跟踪信道系数在两个相邻时刻的差值，具体过程如下
+ = 1) + (〃-l)一-l) + v(A;) 定义一个新变量"("，令"(""〃-l)/z("-l),考虑到力和^的时变特性， 利用 一 阶自回归模型来跟踪"("的变化， M(A:) = M(A:-1) + w(A:)
其中，M^"和v(^都为均值为零的高斯过程，W("的方差为W。在本发 明实施例中，利用粒子滤波器跟踪/z(",并根据如下状态空间模型及利用卡 尔曼滤波来跟踪w(4:
丰卜丰-l) + w(" + v("
t/(A:) = w(A:_l) + w(A:)
需要说明的是，跟踪性能的因素之一是一个比例因子乙5是关于0;的 函数，5的值越大，则当前估计值的可信度越高。由于5的取值很难理论分析 得到，所以可以采用经验值，并针对不同的信噪比取不同的值。
由于"("和""都是高斯变量，所以，"("+ ""仍然是一个高斯变量，
这里定义4"="("+""。
于是，可以用一阶自回归模型来跟踪d(",具体用状态空间模型表示为 其中，4"为均值为零、方差为《的复高斯变量。
本发明实施例采用如= +形式的测量方程，如
11d(" = c/&-1) + e("形式的状态方程，并用序贯更新先验信息的序贯可信度最 大化(Sequential Evidence Maximization with Sequentially Updated Priors )方法 实时估计测量方程的参数《。具体的，状态空间模型可表示为
状态方程《(2")=《(2(" —+ (2")
测量方禾呈《(2") - & (2 (w -1))=《(2") + & (2")
其中，/表示发射天线序号，S(2")为信道的初始估计值，A,(2")代表测量 误差，A(2w)服从均值为零、方差为《的高斯分布，e,(2")服从均值为零、方 差为0的复高斯分布，2"表示2w时刻。
现有的卡尔曼信道估计方法采用 一阶自回归模型作为状态方程不能很好 的跟踪信道在短时间内的变化，并且还需要知道最大多谱勒频率力。但是在 实际应用中，需要估计力，而且力也可能随着时间变化，所以，固定系数的 一阶自回归模型并不能很好的跟踪信道系数。本发明实施例采用动态模型来 跟踪信道系数的变化，就可以克服上述缺陷。
信道估计方法和信号检测方法的实现步骤如图4所示，包括
步骤S401:利用发送的已知序列初始化滤波装置，获得信道系数的初始 估计值。
步骤S402:预测装置利用上一时刻滤波装置输出的信道系数，预测当前 时刻的信道系数。
步骤S403:空时解码装置利用预测的信道系数对接收信号进行解码，得 到发射信号。
步骤S404:滤波装置通过最大似然估计或者最小均方误差估计的方式， 计算信道系数的估计值。
步骤S405:滤波装置利用本发明实施例的上述测量方程和状态方程滤波 当前时刻的信道系数的估计值。
步骤S406:空时解码装置利用滤波后的信道系数，对接收信号进行解码， 获得更精确的发射信号。
下面以2发1收空时分组码系统为例，介绍本发明的一种应用实施例。
发送端每隔r一/wen^/个符号插入一个导频符号，这里的符号即为空时分 组码，导频符号表示为《、《。
在接收端，设定相邻时刻信道系数差值的初始值《(010)、《(0|0),如果没有先验信息，则可将《(0|0)、 ^(0|0)设置为0;设定相邻时刻信道系数差值的 滤波误差相关矩阵《(0|0)、 a(oio),由于程序对初始值不敏感，所以一般可
设为0.01到0.001之间；设定Q、込的初始值，同样，由于程序对初始值不 敏感，所以一般可设为与a(oio)、尸2(0|0)同量级的值；设定序贯更新先验信 息的序贯可信度最大化方法实时估计《的窗口长度为TV ， 的取值不宜过大； 设置一个计数器Counter来确定何时更新Q、込，并将Counter的初始值设置 为0。
如图5所示，应用实施例的信号检测方法包括
步骤S501:每隔r—/"fenw/个符号，通过导频符号《、《，滤波装置获得 4言道系数的初始估iH直。
信道系数的初始估计值可以通过最大似然估计或者最小均方误差估计的 方式获得。
如果采用最小均方误差估计的方式，则可以得到
/Z2(0|0)]r 二l/V^(S尸广r(2")/(l + o""2),其中，SP =
7* 尸
下面的步骤S502-S506可以循环执行。
步骤S502:预测装置预测2"时刻的信道系数/z,(2" i 2("-1))。
由于本应用实施例以两个相邻符号的信道系数相等为前提，即，2w时刻
的信道系数与2n + l时刻的信道系数相同，所以，预测装置只需预测2"时刻的
信道系数即可。预测装置可以根据2("-l)时刻的信道系数/z,.(2("-l)l2("-l))预
测2 时刻的信道系数/z,.(2" i 2(w-l))，具体如下
预观'J的2"时刻的信道系数/z,(2"l2(w-1))具体为 /z,(2"|2("-l)),2("-l)|2("-l)) +《(2"|2("-l))
一^《(2"|2("-1))=《(2("—1)|2("-1)) ，
另外，为保证步骤S505使用《(2"12("-1)),这里还可以计算
f (2"|2("-1)) = 0+^ (2("-1)|2("-1)), " ，
'、、"''"；、〃，显然，g(2(" —1)|2(" —1))是在2("-l)时
刻获得的值，具体的，对于0时刻，可以为《(0|0)、 ？2(0|0)设置初始值。
步骤S503 :空时解码装置利用预测装置预测的信道系数 & (2" 12(" -1)),/^2" i 2(" -1》对接收信号进行解码，得到的发射信号为 ;(2")J(2w + l),令
13§(2")=
步骤S504:滤波装置根据空时解码装置得到的发射信号，计算信道系数 的估计值。计算信道系数的估计值仍然可以通过最大似然估计或者最小均方 误差估计的方式。
采用最大似然估计的方式为[4(2") &(2")]7 =l/V^(2")"r(2")
采用最小均方误差估计的方式为 —4(2") &(2")]r =1/^(2") (2")/(1 + 0" 2)
步骤S505:滤波装置通过滤波获得2"时刻的信道系数/z,(2wl2w)。滤波装 置可以根据计算的信道系数的估计值，得到2"时刻的信道系数&(2"I2")。具 体如下
滤波后的2w时刻的信道系数具体为 & (2w 12")=乜(2 (m _ 1) 12 (w —1)) +《(2m 12")
其中，《(2" 12")=《(2" 12(w —1)) + ^ (2")(S (2") —/z, (2" 12(" -l)))
《(2w)=《(2" 12 (" -1)) (f (2" 12 (" -1)) + o""2)—1
另外，为便于下一时刻预测信道系数，或者说，为便于下一次循环步骤 S501-506时，使用《(2"I2"),这里可以先计算 f (2w 12") = f (2" 12(w -1))-《(2") f (2" 12 (" —1))。
步骤S506:滤波装置确定是否需要更新Q、込，如果需要，则采用序贯 更新先验信息的序贯可信度最大化方法更新。描述更新过程的程序具体如下CV w她r = TV — 1 For / = 1,2
五le, = 0]=《(2 (" -1) 12 (" - S (l + iV)(l + 2W) — 6備
*l2>4<|2,=o]
|附 |2-五[附，'.|0=0]
0 =
end = 0; ￡W For
= Cow她r +1;
步骤S507:空时解码装置利用滤波后的信道系数/^(2"l2"),&(2nl2")对接 收信号再次进行解码，得到新的发射信号。
本发明人除提供上述实施例外，还进行了仿真实验。仿真实验采用2发2 收的空时分组码系统，8PSK调制方式，接收端使用迫零空时解码装置来检测 发射信号。发送端每隔十个符号发送一个导频符号，接收端首先利用导频符 号获得信道系数的最小均方误差估计，然后利用空时解码装置^r测的发射信 号来跟踪信道变化。
仿真1的归一化多谱勒频率为0.01,现有的卡尔曼信道估计的滤波误差 相关矩阵P的初值设为O.OII, I为2x2的单位矩阵。本发明实施例将相邻时刻 信道系数的差值的初始值《(0|0)、《(0|0)都设置为0,相邻时刻信道系数的差 值的滤波误差相关矩阵《(0|0)、户2(0|0)都设置为0.01， 0、込的初始值都设 置为0.01,序贯更新先验信息的序贯可信度最大化方法实时估计《的窗口长 度7V为3。仿真结果如图6所示。由图6可知，本发明实施例在信噪比较高时 的性能优于现有的卡尔曼信道估计方法。
仿真2测试本发明实施例在不同归一化多谱勒频率下的性能，信噪比为
1520dB,其它参数和仿真l相同，具体如图7所示。当归一化多镨勒频率很小 时，由于测量噪声的影响，《的估计不准确会导致系统性能较差，随着归一 化多镨勒频率的增加，《估计的准确性提高，性能因此变好，但是，当多语 勒频率增加到一定程度时(图7中对应归一化多语勒频率为0.007),信道变 化太快会导致信道估计跟不上信道的变化，此时，随着归一化多谱勒频率的 增加，性能逐渐变差。由图7可知，当归一化多语勒频率<0.015时，本发明实 施例的状态方程的性能还很好，而目前的通信系统的归一化多i普勒频率都小 于此值，因此，本发明实施例对目前的通信系统是鲁棒的，可以实用。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普 通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润 饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
权利要求
1. 一种信道估计方法，其特征在于，在一个码元周期内信道系数保持不变，包括获得当前时刻的预测的信道系数；根据所述预测的信道系数，对接收信号进行解码，获得发射信号；根据所述发射信号和接收信号，获得信道系数的估计值；以信道系数作为测量方程的目标值，并根据所述信道系数的估计值，更新当前时刻的信道系数。
2. 如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，按照下述方式获得当前时刻的预测的信道系数<formula>formula see original document page 2</formula>其中，,表示发射天线的编号，2n和2(n-1)分别表示2"时刻和2("-l)时刻，/j,.(2w I 20 -l))表示2"时刻的预测的信道系数，A,(2(" -1) I 2("-1))表示更新后的2(w -1)时刻的信道系数，《(2" I 2( - l))表示2"时刻的预测的相邻时刻信道系数的差值，并且《(2" I 2(" —1))=《(2(" -1) I 2(" -1)),《(2(w -1) I 2(" —1))表示2(" -1)时刻的滤波的相邻时刻信道系数的差值。
3. 如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，根据所述发射信号和 接收信号，获得信道系数的估计值所采用的方式为最大似然估计方式或最小 均方误差估计方式。
4. 如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，按照下述方式更新当前时刻的信道系数<formula>formula see original document page 2</formula>，其中，/ ,(2"I2")表示更新后的2"时刻的信道系数，《(2"|2")表示2"时刻 的滤波的相邻时刻信道系数的差值，具体为<formula>formula see original document page 2</formula>h(2/7)表示第/根天线在2"时刻的信道系数的估计值，^表示测量误差的方差， i^2nl2(w-l》表示2w时刻的相邻时刻信道系数差值的预测误差相关矩阵。
5. 如权利要求4所述的信道估计方法，其特征在于，更新当前时刻的信道 系数时，还按照下述方式计算2"时刻的相邻时刻信道系数差值的滤波误差相 关矩阵《(2"I2"):<formula>formula see original document page 3</formula>
6. —种信号检测方法，其特征在于，在一个码元周期内信道系数保持不变， 包括获得当前时刻的预测的信道系数；根据所述预测的信道系数，对接收信号进行解码，获得发射信号； 根据所述发射信号和接收信号，获得信道系数的估计值； 以信道系数作为测量方程的目标值，并根据所述信道系数的估计值，更新当前时刻的信道系数；根据更新后的当前时刻的信道系数，对接收信号再次进行解码，获得新的发射信号。
7. 如权利要求6所述的信号检测方法，其特征在于，更新当前时刻的信道 系数之后、对接收信号再次进行解码之前，还包括判断是否更新均值为零 的复高斯变量的方差，如果是，则更新所述方差后，根据更新后的当前时刻 的信道系数，对接收信号再次进行解码，否则，直接根据更新后的当前时刻 的信道系数，对接收信号再次进行解码。
8. 如权利要求7所述的信号检测方法，其特征在于，更新所述方差的方式 为序贯更新先验信息的序贯可信度最大化方式。
9. 如权利要求6、 7或8所述的信号检测方法，其特征在于，对接收信号 再次进行解码、获得新的发射信号后，如果当前时刻为2"或2" + l时刻，则继 续获得2( +1)时刻的预测的信道系数。
10. —种信道估计装置，其特征在于，在一个码元周期内信道系数保持不 变，包括预测装置、滤波装置及空时解码装置；所述预测装置用于预测当前时刻的信道系数；所述空时解码装置用于根据所述预测装置预测的信道系数，对接收信号 进行解码，获得发射信号；所述滤波装置用于根据所述空时解码装置获得的发射信号和接收信号， 获得信道系数的估计值，并以信道系数作为测量方程的目标值，再才艮据所述 信道系数的估计值，更新当前时刻的信道系数。
11. 一种信号检测装置，其特征在于，在一个码元周期内信道系数保持不 变，包括预测装置、滤波装置及空时解码装置；所述预测装置用于预测当前时刻的信道系数；所述空时解码装置用于根据所述预测装置预测的信道系数，对接收信号进行解码，获得发射信号；所述滤波装置用于根据所述空时解码装置获得的发射信号和接收信号， 获得信道系数的估计值，并以信道系数作为测量方程的目标值，再根据所述 信道系数的估计值，更新当前时刻的信道系数；所述空时解码装置获得更新后的当前时刻的信道系数后，根据所述更新 后的当前时刻的信道系数，对接收信号再次进行解码，获得新的发射信号。
全文摘要
本发明提供一种信道估计方法，在一个码元周期内信道系数保持不变，包括获得当前时刻的预测的信道系数；根据所述预测的信道系数，对接收信号进行解码，获得发射信号；根据所述发射信号和接收信号，获得信道系数的估计值；以信道系数作为测量方程的目标值，并根据所述信道系数的估计值，更新当前时刻的信道系数。本发明还提供信号检测方法、信道估计装置及信号检测装置。本发明可以降低结合空时分组码的卡尔曼信道估计和信号检测的实现复杂度。
文档编号H04B7/04GK101459455SQ20071030214
公开日2009年6月17日 申请日期2007年12月14日 优先权日2007年12月14日
发明者磊 古, 李少谦, 军 王, 王吉滨, 龚树平 申请人:华为技术有限公司;电子科技大学