专利名称：传输系统、传输方法、发送装置、接收装置及解码方法
技术领域：
本发明涉及传输系统、传输方法、发送装置、接收装置及解码方法， 特别是涉及把信息信号承载在符号上进行传输，符号是包括多个时间序列
符码(symbol)的时间块符号，具备把信息信号承载在多个该时间块符号 上，在时间轴上，进行多路传输的发送装置和具有接收滤波器的接收装置 的传输系统等。
背景技术：
图23是表示一般的符号分割多路传输系统的图。以下作一简要说明。 在说明系统之前，就符号分割多路传输作一简要说明。使用多码多路 的直接扩频调制(MC-DSSS )，是把传输的信息信号以多个位为单位块化， 以l块内各位分别正交的扩频符号进行扩频，在时间轴上进行多路传输的 方法。各个位的扩频处理，由于都采取块符号化，故以下把MC-DSSS中 扩频符号称为时间块符号，此外，和MC-DSSS调制一样，把信息信号承 载于多个时间块符号上进行平行多路传输的调制方式总称为符号分割多路 调制。
参照图23,符号分割多路传输系统100具有发送机100a和接收机 100b，从发送机100a发送的信号经过传输路径109被接收机100b接收。 信息信号S[n由调制处理部进行调制处理，该调制信号x (t)用上变频器 (up converter) 103处理后，由RF105进行射频(高频)处理，从发送天 线107发送。发送的信号经过传输路径109被接收天线111接收。接收的 信号用LNA (低噪音放大器)和接收滤波器113进行低噪音放大处理和滤 波处理，然后由下变频器(down converter) 115进行处理。然后，接收信号r[t由解调处理部117处理，得到解码信号SA[n。
可是，直接扩频的码分多址(DS-CDMA)分别把不同用户的信号多 路切换到多个扩频符号上，在接收侧利用扩频符号的尖峰具有的自相关特 性进行多路分离，通过对其进行最大比合成，达到路径分集(path diversity) 的效果，与此同时，在时间轴上对多路复用的各个用户信号进行分离。在 DS-CDMA的下行链路中的扩频符号中，可以采用Walsh符号等的正交符 号，但是在发送侧对正交符号群进行多路传输，由于传输路径的畸变，在 接收侧失去正交性。但是，在下行链路上，由于各终端接收的多个用户多 路复用的下行链路信号，经过同一传输路径，若进行抑制传输路径畸变的 码片级(chip level)均衡，则可以再现扩频符号间的正交性(非专利文献 1，非专利文献2)。
图24是表示在图23的调制处理部101方面采用作为现有技术的 OFDM情况下的结构图。
在图24中，调制处理部101具有S/P变换部1011、 MOD—OFDM部 1013、循环前缀追加部1015和波形整形滤波器1017。在S/P变换部1011 中进行了变换的各个信息信号S[i，用MOD—OFDM部1013的乘法运算 部1014a乘以调制符号C一i[n]。其中调制符号C一i[n的长度设置为N。接 着，按时间顺序把采样系列排列成矢量各元素，有时用多维矢量表示。例 如，把(C一i[O，C—il，...，C—i[N-ll)表示为次数为N的符号矢量。在 OFDM中，Cj[n因频率而异，而且可以采用彼此正交的正弦波形。用 MOD—OFDM部1013的求和部1014b求和得到X。对于该X，循环前缀 追加部1015进行追加长度为G的循环前缀的处理，得到Xt。所谓插入循 环前缀，是指在x[n的末尾把G符号的复制原封不动地插入x[nl的先头。 然后，用波形整形滤波器1017进行滤波处理，得到X(t)。另外，在实际 的OFDM中，点线包围的MOD—OFDM部1013的处理，是对IFFT后的 输出信号进行P/S变换而实现的。
图25是在图23的解调处理部117方面采用作为现有技术的OFDM的 情况下的结构图。解调处理部117具有M符码采样部1171、循环前缀除去部1173、滤 波器1175和DMOD—OFDM部1177。令M=N + G, M符码采样部1171 对r(t)进行采样处理，得到R，。然后，在发送侧插入的循环前缀用循环 前缀除去部1173除去，因此，Rn以长度N块为单位进^f亍处理。此后， 滤波器1175采用可以用N行N列的复数矩阵赋值的P,对于R进行各子 载波的相位修正。DMOD一OFDM部1177起内积部的作用，对所得到的 R一f和C一i进行内积运算，得到SA[n。其中，在两个同一次数的行矢量A， B赋值时，(A， B)表示内积运算。可以用(A， B)-AH'B赋值。其中， AH表示矩阵A的复数转置矩阵，是一般称为伴随矩阵的矩阵。另外，在 实际的OFDM中，点线包围的DMOD—OFDM部1177对R—f[n进行S/P 变换后，用FFT实现。
上面所示的OFDM调制，近年来大量用于宽带无线通信系统。OFDM 调制，可以看作是一种釆用相互正交的正弦波形的时间块符号(正弦波符 号)的符号分割多路调制。解调时，这些符号间的正交性由于传输路径畸 变而丢失，但是通过设置保护间隔(GI , Guard Interval),填充循环前缀 (CP)信号，在接收侧取出不受相邻块干扰的区间，即使在畸变的传输路 径上，也能维持正弦符号间的正交性，而且采用除去相邻块间干扰的方法。 GI长度与传输路径的延迟变宽相比充分大的情况下，GI去除后的接收正 弦波符号的DFT分别不彼此重叠，只保持一个频率成分，解调时只在各子 载波的频率轴上进行相位调整，即使在频率选择性传输路径上，也可以得 到相当于无畸变传输的作用。在非专利文献3， 4提出，着眼于OFDM的 该项特征，采用在CDMA利用的Walsh符号等的时间块符号的符号分割 多路调制中插入CP,在接收侧进行FFT处理，在频率轴上进行均衡的方 法。此外，在非专利文献3， 4中报告称，通过把MMSE基准用于均衡权 重的设定，得到了非专利文献l， 2的码片级均衡或RAKE接收同等或更 佳的特性。
非专利文献1: I. Ghauri and D. Slock， "Linear receivers for DS-CDMA Downlink exploiting orthogonality of spreading sequences",Proc. Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, Vol. 1, pp. 650-654， Nov" 1998。
非专利文献2: K. Hooli， M. Latva-aho and M. Juntti， "Multiple access interference suppression in CDMA with linear chip equalizers in WCDMA downlink receivers", Proc. GLOBECOM 99， Vol. General Conference (Part A)， pp. 467-471, Dec" 1999。
非专利文献3: F. Adachi， T. Sato and T. Itagaki， "Performance of multicode DS陽CDMA using frequency domain equalization in a frequency selective fading channel", Electronics Letters, vol. 39, No. 2， pp. 239-241， Jan. ，2003。
非专利文献 4 : F. Adachi， K. Takeda and H. Tomeba， "Frequency-Domain Pre-Equalization for Multicode Direct Sequence Spread Spectrum Signal Transmission", IEICE Trans. Comm., Vol. E88-B， No. 7， pp. 3078-3081， July, 2005。
在非专利文献l， 2中，表示用强制归零(Zero forcing)算法及MMSE 基准的码片级均衡。但是，由于前者在传输路径的频率特性上存在零点的 情况下，发生噪音增强，故后者更为有效。畸变的程度低的多路复用用户 数少时，用RAKE接收的路径分集有效，另一方面，若传输路径的畸变程 度显著、多路复用用户数多，则均衡变得有效。就是说，在DS-CDMA的 下行链路上，路径分集的效果与用均衡的正交性恢复效果存在权衡利弊的 关系，难以同时使两者的效果都达到最佳。
此外，采用OFDM或非专利文献3， 4的方法时，在畸变的传输路径 上可以用CP恢复时间块符号间的正交性，但无法同时达到该效果和路径 分集的效果。在图20、图21所示的OFDM中，由于将各自不同的信息信 号传输至各子载波，不仅无法得到频率分集的效果，还存在以下问题。在 发送侧插入循环前缀，和在接收侧将其除去，在减轻相邻符号块间干扰的 同时，维持同一块内的子载波间的正交性。但循环前缀在解调时不能利用， 而无谓地消耗发送能量。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种可以同时达到在畸变的传输路径上的 时间块符号间的正交性效果和路径分集效果的传输系统、用于此系统的接 收装置及发送装置，以及传输方法。该接收装置、发送装置以及传输方法，
是装备了多根天线的无线收发装置，也应对于所谓MIMO (多输入多输出) 系统结构。此外，目的还在于提供一种可以应用于上述传输系统等的抵消 千扰的解码方法及解码装置。
权利要求l的发明，传输系统具备发送装置和接收装置，上述发送装 置将信息信号承载在符号上进行传输，上述符号是包括多个时间序列符码 (symbol)的时间块符号，上述发送装置将上述信息信号承载在多个该时 间块符号上在时间轴上进行多路传输，上述接收装置具有接收滤波器，其 中，在上述传输系统中，在将传输路径的脉冲响应矩阵设为矩阵H的情况 下，将上述接收滤波器的特性设定为用该矩阵H的伴随矩阵HH表示的矩 阵，用由表示用上述传输路径和上述接收滤波器连结的系统的矩阵HHH的 #矢量表示的^￡符号，设定上述时间块符号。
权利要求2的发明，在权利要求1中，在将上述本征矢量设为Ek ( k 表示第k项)，将与各本征矢量对应的;^值设为Xk,设置常数a的情况 下，将Ek变为乘以与U成比例的权重系数wk的平方根的Ek。
权利要求3的发明，其特征在于，在权利要求l记载的传输系统中， 在将上述^矢量设为Ek (k表示第k项)，将与各#矢量对应的;^ 值设为k，设置常数TE的情况下，满足l/kk〉TE的本征矢量Ek，不用于 上述信息信号的传输。
这是由于本征值变得过小的符号矢量会发生极高的位差错，宁可不采 用这些符号矢量，上述接收滤波器的特性会更好。
权利要求4的发明，是用根据权利要求1记载的本征符号设定上述时 间块符号的发送装置。
权利要求5的发明，是具有用根据权利要求1记载的伴随矩阵HH设定特性的上述接收滤波器的接收装置。
权利要求6的发明，是传输方法，其使用将信息信号承载在符号上进 行传输的发送装置和具有接收滤波器的接收装置，在上述传输方法中，在 将传输路径的脉冲响应矩阵设为矩阵H的情况下，将上述接收滤波器的特 性设定为用该矩阵H的伴随矩阵HH表示的矩阵，表示用上述传输路径和 上述接收滤波器连结的系统的矩阵HHH是厄密(工^《一卜)对称矩阵， 而且上述符号是与矩阵HHH的本征矢量对应的符号。
另外，在权利要求1至6中，上述信息信号包含多个调制块，根据相 邻调制块之间传输路径的畸变设定时间间隙。这样，通过在各调制块之间 设置时间间隙，减轻调制块间的干扰。
权利要求7的发明，是传输系统，其具备发送装置和接收装置，上述 发送装置将信息信号承载在符号上进行传输，上述信息信号使用多个发送 天线在传输路径上发送，并且使用多个接收天线从上述传输路径进行接收， 上述符号是包括多个时间序列符码的时间块符号，上述发送装置将上述信 息信号承载在多个该时间块符号上在时间轴上进行多路传输，上述接收装 置具有接收滤波器，其中，在上述传输系统中，在上述传输路径的脉冲响 应矩阵HM,通过上述各发送天线和上述各接收天线之间的组合中的脉冲 响应矩阵Hy (i用来区分各发送天线，j用来区分各接收天线)，用下式定 义的情况下，将上述接收滤波器的特性设定为用该矩阵Hm的伴随矩陣 HmH表示的矩陣，用由表示用上述传输路径和上述接收滤波器连结的系统 的矩阵H1111的本征矢量表示的本征符号，设定上述时间块符号。<formula>formula see original document page 13</formula>权利要求8的发明，是具有多个发送天线，用根据权利要求7记载的本征符号设定时间块符号的发送装置，其将时间块符号承载在信息信号上，分配给各发送天线进行平行发送。
权利要求9的发明，是具有多个接收天线，具有用根据权利要求7记载的伴随矩阵HMH设定特性的上述接收滤波器的接收装置，其按照适当的顺序排列合并用上述多个接收天线平行接收的信号。
权利要求10的发明，其是传输系统中的解码方法，上述传输系统具备发送装置和接收装置，上述发送装置将信息信号承载在符号上进行传输，上述符号是包括多个时间序列符码的时间块符号，上述发送装置将上述信息信号承载在多个该时间块符号上在时间轴上进行多路传输，上述接收装置具有接收滤波器，其中，在上述解码方法中，在将传输路径的脉冲响应矩阵设为矩阵H的情况下，将上述接收滤波器的特性设定为用该矩阵H的伴随矩阵HH表示的矩阵，用由表示用上述传输路径和上述接收滤波器连结的系统的矩阵HHH的本征矢量表示的本征符号，设定上述时间块符号，上述接收装置具有记录所接收的调制块信号的接收调制块緩沖器，和记录对所接收的各调制块信号的解码结果的解码块緩冲器，上述解码方法包含:第l步骤，在接收到新的调制块A时，将该调制块A存入上述接收调制块緩冲器，对已经记录于上述解码块緩冲器的紧接在上述调制块A之前接收的调制块B的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，求出上述调制块A从调制块B受到的前置干扰成分，从上述调制块A除去该前置干扰成分，将解码后的解码结果存入上述解码块緩冲器，将上述接收调制块緩冲器内的调制块中的第2个新的调制块设定为再解码对象调制块；第2步骤，对于再解码对象调制块，从上述解码块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之前接收的调制块的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器得到前置干扰成分，从上述解码块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之后接收的调制块的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器得到后置干扰成分，除去上述前置干扰成分和上述后置千扰成分，将解码后的解码结果存入上述解码块緩冲器，将存入上述接收调制块緩冲器的紧接在上述再解码对象调制块之前接收的调制块，设定为新的再解码对象调制块；和第
3步骤，将上述第2步骤重复进行希望的次数。
这里，前置干扰是，某调制块由于传输路径的畸变，从比该调制块早传输的前调制块受到的干扰，后置干扰为，调制块a由于上述传输路径的畸变，从比该调制块晚传输的后调制块受到的干扰。于是，前置干扰及后置干扰，分别对前调制块及后调制块的最新解码结果进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，推算其成分。
设置这样的干扰消除器，便不再需要时间间隙，传输效率得以提高，换一种说法，上述抵消方法也可以是如下的处理。就是说，某调制块a，由于上述传输路径的畸变，从比该调制块a早传输的前调制块受到的千扰，作为前置干扰，调制块a由于上述传输路径的畸变，从比该调制块a晚传输的后调制块受到的干扰，作为后置干扰，上述接收装置具有记录对于过去MB个块数量的调制块的接收信号的接收调制块緩冲器。在上述接收装置中，收到新的调制块M一new时，首先把M一new存入上述接收调制块緩冲器，把当前的调制块A设置为上述调制块緩冲器最新的调制块。然后，进行下一个处理1和处理2。处理l:对于当前的调制块A的前调制块的最新解码结果进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，推算当前的调制块A所受的前置干扰成分IA一pre,对于当前的调制块A的后调制块的最新解码结果进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，推算调制块A所受的后置干扰成分IA一post，从当前的调制块A的接收信号，除去上述前置干扰成分IA一pre和后置干扰成分IA一post后，进行该当前的调制块A的解码(该解码结果变为对于当前的调制块A最新的解码结果)。处理2:对上述调制块緩冲器内的下一个新的调制块作为上述当前的调制块进行(处理l)的处理，也可以重复进行处理2，直至上述当前的调制块变为緩冲器内的最后一个块为止。
权利要求ll的发明，其是传输系统中的解码方法，上述传输系统具备发送装置和接收装置，上述发送装置将信息信号承载在符号上进行传输，上述符号是包括多个时间序列符码的时间块符号，上述发送装置将上述信息信号承载在多个该时间块符号上在时间轴上进行多路传输，上述接收装置接收发送的信号，其中，在上述解码方法中，上述接收装置具有记录所接收的调制块信号的接收调制块緩冲器，和记录对所接收的各调制块信号的解码结果的解码块緩冲器，上述解码方法包含第1步骤，在接收到新的调制块A时，将该调制块A存入上述接收调制块緩沖器，对已经记录于上述解码块緩冲器的紧接在上述调制块A之前接收的调制块B的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，求出上述调制块A从调制块B受到的前置干扰成分，从上述调制块A除去该前置干扰成分，将解码后的解码结果存入上述解码块緩冲器，将上述接收调制块緩冲器内的调制块中的第2个新的调制块设定为再解码对象调制块；第2步骤，对于再解码对象调制块，从上述解码块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之前接收的调制块的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器得到前置干扰成分，从上述解码块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之后接收的调制块的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器得到后置干扰成分，除去上述前置干扰成分和上述后置干扰成分，将解码后的解码结果存入上述解码块 緩冲器，将存入上述接收调制块緩冲器的紧接在上述再解码对象调制块之
前接收的调制块，设定为新的再解码对象调制块；和第3步骤，将上述第 2步骤重复进行希望的次数。
另外，也可以把上述解码方法做成解码装置。
权利要求12的发明，其是根据权利要求9记载的接收装置，具有分
緩冲器；将上述调制块按照适当的顺序排列合并的合并部件；和记录对由 该合并部件合并的合并调制块的解码结果的解码块緩冲器；还具有接收 部件，其在接收到新的调制块A一i (i是天线序号)时，从上述解码块緩冲 器读出紧接在该块之前接收的调制块B一i的最新的解码结果，进行再调制， 并通过施加与传输路径相当的滤波器，求出对各A一i的前置干扰成分，从 上述调制块A一i分别除去该前置干扰成分，用上述合并部件合并除去前置 干扰成分后的各A_i，生成合并调制块，将对该合并调制块解码后的解码 结果存入上述存入上述解码块緩冲器，将每个上述接收天线的接收调制块 緩冲器内的调制块中的第2个新的各调制块，设定为各再解码对象调制块； 再解码部件，其从上述解码块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之前 接收的调制块的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相 当的滤波器，求出分别对各再解码对象调制块的前置干扰成分，从上述解 码块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之后接收的调制块的最新的解 码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，求出分别对 各个再解码对象块的后置干扰成分，从各再解码对象块分别除去前置干扰 成分和后置干扰成分，用上述合并部件合并除去了前置干扰和后置干扰成 分的各再解码对象块，生成合并调制块，将对合并调制块解码的解码结果 存入上述解码块緩冲器，将每个上述接收天线的接收调制块緩冲器内的紧 接在上述再解码对象调制块之前接收的各调制块，设定为新的再解码对象 调制块；和控制部件，其将用上述再解码部件进行的处理重复进行希望的 次数。根据本发明，不需要像OFDM那样的循环前缀，即使经过畸变的传输 路径，在接收侧也能实现符号的正交分离，同时可以达到在OFDM中无法 实现的频率分集效果。于是，便可能达到低的误码率。消除传输路径畸变 造成的调制块间的干扰也成为可能，可实现无需保护间隔的高效率传输。
图1表示按照本发明实施例的符号分割多路传输系统的调制处理部的 一个示例；
图2说明传输路径矩阵H;
图3表示在接收的导频信号上进行循环巻积运算求出h[n的情况； 图4示意地表示本发明中的时间块符号E一i[n； 图5表示按照本发明实施例的符号分割多路传输系统的解调处理部的 一个示例；
图6说明本发明中的M符码取样及HH滤波的动作；
图7是说明与本发明实施例相关的不设置保护间隔的情况下的M符码 采样方法及HH滤波方法用的第1图8是说明与本发明实施例相关的不设置保护间隔的情况下的M符码 釆样方法及HH滤波方法用的第2图9是说明与本发明实施例相关的不设置保护间隔的情况下的M符码 采样方法及HH滤波方法用的第3图IO表示进行图9所示的动作的解调处理部的一个示例；
图ll表示图IO的消除器(canceller)的内部结构；
图12是说明图11的消除器的动作用的流程图13表示与本发明实施例相关的MIMO形式的符号分割多路传输系
统；
图14说明图13的传输路径41的传输路径矩阵H; 图15表示MIMO的整体传输路径矩阵HM; 图16表示图13的调制处理部31的内部结构；图17表示图13的解码处理部40的内部结构；
图18表示图15所示的传输路径矩阵HM的伴随矩阵HMH;
图19表示FDD的情况下的传输协议的状态；
图20表示图13的解调处理部40中包含消除器的情况下的内部结构；
图21表示用本发明的方法组合符号分割多路传输和干扰消除器的情 况下，针对赋予每位的能量对噪音功率密度(Eb/NO)的平均误码率，改 变重复进行的次数的调查结果；
图22表示用本发明的方法进行符号分割多路传输时，针于赋予每位的 能量对噪音功率密度(Eb/NO)的平均位差错；
图23表示一般的符号分割多路传输系统的情况；
图24表示在图23的调制处理部101方面采用作为现有技术的OFDM 时的构造；以及
图25表示在图23的解调处理部117方面采用作为现有技术的OFDM 时的构造。
符号的说明
30， 100 符号分割多路传输系统 30a， 100a发送机 30b， 100b接收机 10, 31 调制处理部 20， 40 解调处理部
具体实施例方式
图1表示按照本发明实施例的符号分割多路传输系统的调制处理部的 一个示例。
调制处理部10具有S/P变换部11、乘法运算部13、求和部15和波形 整形滤波器17。另外，不需要像OFDM那样插入循环前缀，但为了抑制 N次符号块间的干扰，在符号块之间设置不传输任何信号的保护间隔。该 调制处理部10的特征是，后述选定的时间块符号E一i[nl在乘法运算部13乘以S[i。以下，为了说明时间块符号E一i[n，首先说明传输路径矩阵H。 图2是说明传输路径矩阵H的图。
在图2中，h[n表示传输路径的脉冲(impulse)响应的采样系列。传 输路径标记为带宽受限的零IF,因此，h[n取复数。例如，在传输N次发 送信号矢量A (A为列矢量)的情况下，通过传输路径后可以用B-HA向 接收信号矢量B (B为M次列矢量)赋值。给图2的传输路径矩阵H赋 值，表示矩阵运算HA在时间序列信号上进行巻积运算。hn的具体设定 方法的一个示例示于图3。 h[nl可以通过在发送侧发送M系列信号等的导 频(pilot)信号，通过对该M系列信号和所接收的导频信号进行循环巻积 运算推算。从循环巻积运算后的输出，把先头的K个符码(symbol)作为 h[n赋值。选定K时，以K + l符码以后具有充分小的输出值为条件。另 外，设定h[n使之变为h01邦的因果系统。这样，求出了h[nj，便生成H 矩阵(M行N列)。H矩阵是秩为N的矩阵。
图4示意地表示本发明中的时间块符号E一in的图。
时间块符号矢量E一i，作为连结系统的HHH的本征矢量选择。HH意 味着与传输路径H相对的匹配滤波器。Q-HHH是厄密对称的，就是说， QH=Q的关系成立。这样的厄密对称的矩阵的4Ui矢量，彼此正交，其本 征矢量变为实数。另外，由于H是秩N的矩阵，Q也是正则(具有逆矩阵) 的矩阵。通过选择HHH的4^矢量作为时间块符号矢量E一i，偵l送的时 间块符号矢量E一i，即^f吏经过该传输路径H及表示与该传输路径相对的匹 配滤波器的H11,在接收侧也能收到与该时间块符号E一i相似的波形。该特 征意味着进行等效无畸变传输。而且，各E一i彼此正交，即使在接收机也 维持其正交性。另外，在现有技术的OFDM中，作为E一i采用了正弦波。
图5表示按照本发明实施例的符号分割多路传输系统的解调处理部的 一个示例。图6是本发明中M符码采样及HH滤波的动作的说明图。
解调处理部20具有M符码采样部21、滤波器23和内积部25。如图 6所示，接收的连续时间信号r(t)，由M符码采样部21采样，得到输出 矢量R。此外，也如图6所示，矢量R经过作为滤波器的伴随矩阵HH得到矢量I^f。具体地说，用R一f-HHR计算。如上所述，HH是与传输路径 H相对的匹配滤波器。因此，在接收机中使接收信号通过滤波器HH，就意 味着实现路径分集。而且，利用内积部25，矢量R-f分别进行各时间块符 号E一i的内积。由于Ej彼此正交，通过R一f矢量和E-i矢量的内积运算， 只得到S[i信号成分。实际上，由于噪音变为SA(hat)[i。
在具有上述调制处理部10和解调处理部20的符号分割多路传输系统 中，与以前的OFDM的情况不同，即使不用循环前缀，也能维持时间块符 号间的正交性。此外，滤波器HH由于是与传输路径H相对的匹配滤波器， 故还可得到频率分集的效果。如上所述，不需要〗象OFDM这样的循环前缀， 就可以同时达到符号的正交分离和OFDM无法实现的频率分集效果。结果 是，可以达到低的误码率。
以下再说明上述内容的原理。总而言之，通过采用H^HHH的本征矢 量作为时间块符号，出现了重要的性质。就是说，H^HHH变为厄密对称 矩阵，该本征矢量Ej彼此正交，而且其所有的本征值、都变为实数。这意 味着，若对通过HH后的输出信号Rf和各时间块符号Ei进行内积，则除本 身外，其他时间块符号成分都变为0。尽管通过畸变的传输路径，但仍能 维持时间块符号间的正交性，另外，还维持了作为畸变的传输路径的优点 的路径分集效果，可以同时达到以前难以两全的两个效果。所提出的符号 分割多路调制的各时间块符号，不进行像OFDM那样的赋予CP、删除 GI的非线性处理来恢复正交性，不必赋予CP。但是，接收器中的滤波器 HH输入时，对于1个调制块，必须输入进行其符号长度比N只长K-l的 M个采样的信号。该处理意味着，畸变造成的调制信号成分在时间轴上的 扩散部分全都在解调中起作用。
现用以下公式补充说明所提出的方式的详细情况。首先，所建议的符 号分割多路调制的发送矢量可以用第(1)式给出。矢量X(式中矢量用— 标记)是N次矢量。接收机中输入点上的接收矢量变为第(2)式。矢量n， 矢量R的次数均为M。通过HH后的接收信号矢量Rf变为第(3)式。这 里要注意，矢量Rf是N次矢量。求出接收信号矢量Rf和第k个符号矢量Ek的内积，亦即EkHRf，变为第(4)式。这样，求出通过匹配滤波器H11 后的接收信号矢量Rf和各符号矢量Ek的内积，便从符号矢量间的正交性 只得到乘上实数k倍的被调制符码Sk。最后，由第(5)式求出解码时的 SN。另外，En表示期望值。
接着，如第(5)式所示，对于各被调制符码Sk的输出SN，都变得与 本征值k成比例。若定义把各被调制符码的误码率平均化的平均误码率， 则若对各符号矢量的发送功率进行加权，则该平均误码率便可能减小。具 体地说，若能如第(6)式所示改变各个符号矢量Ek，则可以达到该目的。 但是，权重系数Wk必须满足第(7)式，以使总发送功率保持一定。
以下就权重系数wk的设定描述一个具体的示例。若设定权重系数wk， 使之与对各个符号矢量的^iE值Xk的倒数成比例，便可能抑制对#值小
于1的符号矢量的位差错的频发。更一般地说，把权重系数Wk设定得与U
成比例。a的最佳值随着传输路径的特性而变化，经验上在0.5-1范围内存 在最佳值。此外，若对于本征值过低的符号矢量进行加权处理，使之与U 成比例，则由第(7)式的条件可知，其他符号矢量的权重必须小，故在本 征值的倒数超过数值TE的情况下，在施加像强制地设置为TE这样的限 制的情况下，相应的符号矢量有时不能用于信息传递。
另外，涉及权重系数Wk的其他设定，从使信道容量最大化的观点出 发，也可以考虑釆用人们熟知的其他方法。按照注水定理，用第(8)式及 第(9 )式给权重系数赋值便可以使信道容量最大化。
其中，按照第(8)式，第(9)式，会出现权重系数Wk变负的情况， 相应的符号矢量不能用来传输任何信息。
<formula>formula see original document page 21</formula> (i)
<formula>formula see original document page 21</formula> (2)<formula>formula see original document page 22</formula>(9)
图7~图9说明按照本发明实施例的不设置保护间隔的情况下的M符 码采样及HH滤波方法。
至今为止，是以N次孤立的调制块为前提进行说明的。但是， 一个调 制块，如图7所示，由于传输路径的畸变，会造成对相邻调制块的干扰。
分定义为干扰尾。干扰尾的长度取决于传;路^的畸变程度，不取决于符 号长度N。就是说，若N变长，则相对越长的调制块间干扰就越小。因此, 若把N设定得长到干扰尾只影响到次相邻的块，次次相邻块以后便不受影 响，则如图8所示，各调制块只受到来自前一个调制块的前置干扰(PrelF) 和来自后一个调制块的后置干扰(Post IF )。
为了减轻这些干扰，可以考虑在调制块之间像OFDM那样设置保护间 隔作为緩冲区间的方法，但由于保护间隔的区间不能传输信息信号，数据
to
l符
h
1￡
22传输效率下降。因此，说明不设置保护间隔，从解码前的信号对其前后调 制块的解码结果进行再调制，扣除干扰成分的方法。现将说明，为了提高 除去干扰的性能，每次接收调制块时，都追溯到数块之前，重复进行解码， 引出较高的除去干扰性能的方法。
参见图9，假设在时刻t接收信号块SC。接收机立即进行SC的解码， 得到解码结果SC一1。此时，SC从紧接在它之前接收的块SB接收的Pre IF 成分，用已经解码的结果SB一1加以去除。具体地说，对SB一1进行再调制， 在接收机侧采用所掌握的传输路径矩阵推算Pre IF成分，将其从SC解码 之前的信号扣除。SCj解码后，立即进行SB的再解码。此时，釆用与SB 相邻的块的解码结果SA一2及SC一1。具体地说，从SA一2求出Pre IF成分， 从SC一l求出Post IF成分，从SB解码之前的信号分别扣除后，得到解码 的SB一2。同样地，从对其相邻块的解码结果实施SA的再再解码，得到 SA一3。在图9中，表示追溯到4块之前的调制块，实施以上处理的情况。
SCj解码时，只除去紧接着它之前的调制块的SBPreIF成分，但是 在SC的第2次解码时的SC一2，由于从前后的调制块除去Pre IF成分及 Post IF成分之后进行解码，故干扰比SC一1解码时减少。另外，SC—3解 码时，由于与SC一2解码时采用的解码结果(SD_1及SB_2)相比，可以 用误码率也已降低了的解码结果(SD一2及SB_3 )来除去干扰，故与SC_2 解码时相比更正确的干扰除去成为可能。通过重复进行这些步骤，可以考 虑解码差错得以减少。
另外，把像上述这样不插入GI而重复进行解码的干扰除去方法难以 用于OFDM。原因何在，这是因为，在OFDM中，作为块间干扰发生之 前的问题，若不向GI内补充CP，即使在同一块内也发生子载波间的干扰 (Inter Channel Interference, ICI)
由于按照本发明的干扰除去不需要GI及补充CP，结果由码片速率 (chip rate)决定的调制带宽与OFDM的相同时，按照本发明的符号分割 多路传输便可能达到较高的信息速率。或者，本发明的符号分割多路传输 必须与OFDM的信息传输速率相等时，若敢于不传输本征值小的符号矢量群，则能使解码位差错急剧改善。
图10表示进行图9所示动作的解调处理部的一个示例。图11表示图 10的消除器(canceller)的内部结构。图12是说明图11的消除器动作用 的流程图。以下，就用上述图9说明的处理，从硬件及软件两方面进行补 充说明。
在图10中，与图5不同，解调处理部27具有消除器29。消除器29, 具有接收部29a、再解码部29b、控制部29c和块緩冲部29d。块緩冲部29d 具有记录所接收的调制块信号的接收调制块緩冲器(buffer),和记录对所 接收的各调制块信号的解码结果的解码块緩冲器。接收调制块緩冲器对解 码之前接收的模拟信号进行緩存。解码块緩冲器存储来自接收调制块的数 字解码位。以下采用图12说明动作。
在步骤ST1，判定接收部29a是否收到新的调制块。若收到，则在步 骤ST2，将该接收的调制块A存入接收调制块緩冲器，对已经记录于解码 块緩冲器的紧接在调制块A之前接收的调制块B的最新的解码结果进行再 调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，求出调制块A从调制块B受 到的前置干扰成分，从调制块A除去该前置干扰成分，将解码的解码结果 存入解码块緩冲器，将接收调制块緩冲器内的调制块中第2个新的调制块 设定为再解码对象调制块。在步骤ST3，对于再解码对象调制块，从解码 块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之前接收的调制块的最新的解码 结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，得到前置干扰 成分，从解码块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之后接收的调制块 的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器， 得到后置干扰成分，除去上述前置干扰成分和上述后置干扰成分，将解码 后的解码结果存入解码块緩冲器。然后，在步骤ST5，将存入接收调制块
緩冲器的紧接在再解码对象调制块之前接收的调制块，设定为新的再解码 对象调制块，进行更新处理。将该步骤ST4及步骤ST6的处理重复进行希 望的次数。
图13表示按照本发明实施例的MIMO形式的符号分割多路传输系统。该MIMO形式的符号分割多路传输系统30,其发送机30a具有调制 处理部31、上变频器33-1 ~ 33-n和RF35-1 ~ 35-n、发送天线TX—ANT-1 ~ TX一ANT-NT。此外，符号分割多路传输系统30，其接收机30b具有接收 天线RX_ANT-1 ~ RX_ANT-NR、LNA(低噪音放大器)和接收滤波器37-1 ~ 37-n、下变频器39-l 39-n和解调处理部40。从发送机30a发送的信号， 经过传输路径41由接收机30b接收。
图14说明图13的传输路径41的传输路径矩阵H。
传输路径41是畸变MIMO传输路径，整体的传输路径矩阵由发送天 线TX—ANT-1 ~ TX—ANT-NT和接收天线RX_ANT-1 ~ RX_ANT-NR间的各 个传输路径矩阵Hij形成，传输路径矩阵Hy是M行N列的传输路径矩阵。 对应于图2的传输路径矩阵H的MIMO的整体传输路径矩阵Hm如困15 所示。
图16表示图13的调制处理部31的内部结构。
调制处理部31具有S/P变换部311、乘法运算部313、求和部315， 波形整形滤波器317-1 ~317-n。在乘法运算部313中，S[i与EmJ (其中 i=0~NT*N-l)进行乘法运算。其中，EmJ是D=HMHHM的本征矢量，D 是(N*NT)行(N*NT)列的正方矩阵。由求和部315得到的Xm[iiI可以 用下列的数2赋值。 (数2)
2(i=0 NT#W,S[i]*EM—i[n])
XmJ是表示第i根天线的输出符码系列的N次行矢量。该调制处理部 31,把信息信号承载于时间块符号，分别分配给发送天线，使平行发送成 为可能。
图17表示图13的解调处理部40的内部结构。
解调处理部40具有M符码采样部401-1 ~ 401-n、结合部(Combiner) 403、滤波器405和内积部407。其中，R_i (i=l~ NR)是M次行矢量， Rm是M*NR次行矢量。Rm可用Hrv^xm赋值。其中xm是(Xm_1t,Xm_2t， ...， Xm_NTt)t。 rm一f是用采用图18所示伴随矩阵hmh的滤波 器405得到的，是N*NT次行矢量。然后，在内积部407中，输入的IN 矢量全都是WNT次矢量。其中，结合部403分别用接收天线接收各发送 天线发送的信息，把平行地接收的接收信号按顺序排列合并。
图19表示各时间块符号的设定协议的实施示例。现在，考虑假定进行 1对通信的情况，假定分别称为引导者和跟随者，从前者向后者的链路设 为下行链路，相反的设为上行链路。引导者在下行链路上发送推算传输路 径用的导频信号，经过传输延迟后，被跟随者接收。导频信号的自相关峰 特性优异，例如，采用M系列等。采用多条天线系统时，每根发送天线分 时传输导频信号。跟随者收到下行链路的导频信号后，进行下行传输路径 矩阵推算，另外，用上述方法进行下行链路时间块符号的设定。跟随者完
成下行链路时间块符号的设定后，把该时间块符号的设定结果通过上行链 路(在FDD是不同的频率链路，在TDD是同一下行相同频率链路)，向 引导者传输，结果，该设定为跟随者和引导者共有。引导者和跟随者完成 时间块符号的共有后，采用该时间块符号开始进4亍数据通信。不采用上述 干扰消除器时，在各传输块内，在每个调制块插入时间间隙，减少相邻调 制块间的干扰
图20表示在图17的解调处理部中设置消除器409后的结构。这样， 用图9到图12说明的消除器也可以应用于MIMO。用图9~图12说明的 消除器，从各天线接收的接收调制块，除去前置干扰成分及后置干扰成分。 通过前置干扰成分及后置干扰成分的推算的干扰除去，在接收块緩冲器上 进行。因此，接收调制块緩冲器在各天线都需要。干扰除去后，通过结合 部403进行合并，进行解码。
图21表示在本发明的方法的符号分割多路传输和干扰消除器组合的 情况下，改变重复进行的次数，针对赋予各位的能量对噪音功率密度 (Eb/NO)的平均误码率的调查结果。重复进行次数显示1 4次，另夕卜， 为了进行比较，同时显示了不进行干扰消除的情况和无符号块间干扰的情 况的特性。时间块符号长度设置为16。可以看出，重复进行次数越多，平均误码率特性越趋近无符号块间干扰的情况下的特性。
图22表示采用本发明的方法进行符号分割多路传输的情况下针对赋予各位的能量对噪音功率密度(Eb/NO)的平均位差错。为了进行比较，同时记录了 OFDM传输的情况下的结果。OFDM的子载波数设为64，作为保护间隔赋予8个符码大小。因此，信息传输效率为56/64=7/8。另一方面，本发明的方法(图中提出的方法)，时间块符号长度设为16,使干扰消除器动作之后，由于要和OFDM的传输效率相等，从本征值小的一方选择两个代码，不传输任何信息(信息传输效率=14/16=7/8)。如图22所示，本发明的方法，例如，平均误码率为10A-3时，达到约为10dB的改善。例如，在距离传递损失与距离乘以3.5成比例地增大的城市街道上，这个改善量意味着传输距离延长2倍以上。或者意味着，所需的发送功率可减少到1/10。
2权利要求
1. 一种传输系统，其具备发送装置和接收装置，上述发送装置将信息信号承载在符号上进行传输，上述符号是包括多个时间序列符码的时间块符号，上述发送装置将上述信息信号承载在多个该时间块符号上在时间轴上进行多路传输，上述接收装置具有接收滤波器，其中，在上述传输系统中，在将传输路径的脉冲响应矩阵设为矩阵H的情况下，将上述接收滤波器的特性设定为用该矩阵H的伴随矩阵HH表示的矩阵，用由表示用上述传输路径和上述接收滤波器连结的系统的矩阵HHH的本征矢量表示的本征符号，设定上述时间块符号。
2. 根据权利要求1记载的传输系统，其中，在将上述本征矢量设为Ek (k表示第k项)，将与各本征矢量对应的#值设为k，设置常数a的情况下，将Ek变为乘以与V"成比例的权重系数Wk的平方根的Ek。
3. 根据权利要求1记载的传输系统，其中，在将上述本征矢量设为Ek (k表示第k项)，将与各本征矢量对应的本征值设为kk，设置常数TE的情况下，满足l/^〉TE的本征矢量Ek,不用于上述信息信号的传输。
4. 一种发送装置，其用根据权利要求l记载的本征符号设定上述时间块符号。
5. —种接收装置，其具有用根据权利要求1记载的伴随矩阵HH设定特性的上述接收滤波器。
6. —种传输方法，其使用将信息信号承载在符号上进行传输的发送装置和具有接收滤波器的接收装置，其中，在上述传输方法中，在将传输路径的脉冲响应矩阵设为矩阵H的情况下，将上述接收滤波器的特性设定为用该矩阵H的伴随矩阵HH表示的矩阵，表示用上述传输路径和上述接收滤波器连结的系统的矩阵HHH是厄密对称矩阵，而且上述符号是与矩阵HHH的^E矢量对应的符号。
7. —种传输系统，其具备发送装置和接收装置，上述发送装置将信息信号承栽在符号上进行传输，上述信息信号使用多个发送天线在传输路径上发送，并且使用多个接收天线从上述传输路径进行接收，上述符号是包括多个时间序列符码的时间块符号，上述发送装置将上述信息信号承载在多个该时间块符号上在时间轴上进行多路传输，上述接收装置具有接收滤波器，其中，在上述传输系统中，在上述传输路径的脉冲响应矩阵HM，通过上述各发送天线和上述各接收天线之间的组合中的脉冲响应矩阵Hy (i用来区分各发送天线，j用来区分备接收天线)，用下式定义的情况下，将上述接收滤波器的特性设定为用该矩阵Hm的伴随矩陣HmH表示的矩陣，用由表示用上述传输路径和上述接收滤波器连结的系统的矩阵HHH的#矢量表示的#符号，设定上述时间块符号。
8. —种发送装置，其是具有多个发送天线，用根据权利要求7记载的本征符号设定时间块符号的发送装置，其将时间块符号承载在信息信号上，分配给各发送天线进行平行发送。
9. 一种接收装置，是具有多个接收天线，具有用根据权利要求7记载的伴随矩阵hmh设定特性的上述接收滤波器的接收装置，其按照适当的顺序排列合并用上述多个接收天线平行接收的信号。
10. —种解码方法，其是传输系统中的解码方法，上述传输系统具备发送装置和接收装置，上述发送装置将信息信号承载在符号上进行传输，上述符号是包括多个时间序列符码的时间块符号，上述发送装置将上述信息信号承载在多个该时间块符号上在时间轴上进行多路传输，上述接收装置具有接收滤波器，其中，在上述解码方法中，在将传输路径的脉冲响应矩阵设为矩阵H的情况下，将上述接收滤波器的特性设定为用该矩阵H的伴随矩阵HH表示的矩阵，用由表示用上述传输路径和上述接收滤波器连结的系统的矩阵HHH的^E矢量表示的本征符号，设定上述时间块符号，上述接收装置具有记录所接收的调制块信号的接收调制块緩冲器，和记录对所接收的各调制块信号的解码结果的解码块緩冲器，上述解码方法包含第l步骤，在接收到新的调制块A时，将该调制块A存入上述接收调制块緩冲器，对已经记录于上述解码块緩冲器的紧接在上述调制块A之前接收的调制块B的最新的解码结果，进行再调制，并通it^加与传输路径相当的滤波器，求出上述调制块A从调制块B受到的前置干扰成分，从上述调制块A除去该前置干扰成分，将解码后的解码结果存入上述解码块緩冲器，将上述接收调制块緩冲器内的调制块中的第2个新的调制块设定为再解码对象调制块；第2步骤，对于再解码对象调制块，从上述解码块緩沖器读出紧接在该再解码对象调制块之前接收的调制块的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器得到前置干扰成分，从上述解码块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之后接收的调制块的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器得到后置干扰成分，除去上述前置干扰成分和上述后置干扰成分，将解码后的解码结果存入上述解码块緩冲器，将存入上述接收调制块緩冲器的紧接在上述再解码对象调制块之前接收的调制块，设定为新的再解码对象调制块；和第3步骤，将上述第2步骤重复进行希望的次数。
11. 一种解码方法，其是传输系统中的解码方法，上述传输系统具备发送装置和接收装置，上述发送装置将信息信号承载在符号上进行传输，上述符号是包括多个时间序列符码的时间块符号，上述发送装置将上述信息信号承载在多个该时间块符号上在时间轴上进行多路传输，上述接收装置接收发送的信号，其中，在上述解码方法中，上述接收装置具有记录所接收的调制块信号的接收调制块緩冲器，和记录对所接收的各调制块信号的解码结果的解码块緩冲器，上述解码方法包含第1步骤，在接收到新的调制块A时，将该调制块A存入上述接收调制块緩冲器，对已经记录于上述解码块緩冲器的紧接在上述调制块A之前接收的调制块B的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，求出上述调制块A从调制块B受到的前置干扰成分，从上述调制块A除去该前置干扰成分，将解码后的解码结果存入上述解码块緩冲器，将上述接收调制块緩冲器内的调制块中的第2个新的调制块设定为再解码对象调制块；第2步骤，对于再解码对象调制块，从上述解码块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之前接收的调制块的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器得到前置干扰成分，从上述解码块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之后接收的调制块的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器得到后置干扰成分，除去上述前置干扰成分和上述后置干扰成分，将解码后的解码结果存入上述解码块緩冲器，将存入上述接收调制块緩冲器的紧接在上述再解码对象调制块之前接收的调制块，设定为新的再解码对象调制块；和第3步骤，将上述第2步骤重复进行希望的次数。
12. —种接收装置，其是根据权利要求9记载的接收装置，具有分别记录用上述多个接收天线平行接收的各调制块的每个天线的接收调制块緩冲器；将上述调制块按照适当的顺序排列合并的合并部件；和记录对由该合并部件合并的合并调制块的解码结果的解码块緩冲器；还具有接收部件，其在接收到新的调制块Aj (i是天线序号)时，从上述解码块緩冲器读出紧接在该块之前接收的调制块B一i的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，求出对各Aj的前置干扰成分，从上述调制块A一i分别除去该前置干扰成分，用上述合并部件合并除去前置干扰成分后的各A一i,生成合并调制块，将对该合并调制块解码后的解码结果存入上述存入上述解码块緩冲器，将每个上述接收天线的接收调制块緩冲器内的调制块中的第2个新的各调制块，设定为各再解码对象调制块；再解码部件，其从上述解码块緩冲器读出紧接在该再解码对象调制块之前接收的调制块的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，求出分别对各再解码对象调制块的前置干扰成分，从上述解码块緩沖器读出紧接在该再解码对象调制块之后接收的调制块的最新的解码结果，进行再调制，并通过施加与传输路径相当的滤波器，求出分别对各个再解码对象块的后置干扰成分，从各再解码对象块分别除去前置干扰成分和后置干扰成分，用上述合并部件合并除去了前置干扰和后置干扰成分的各再解码对象块，生成合并调制块，将对合并调制块解码的解码结果存入上述解码块緩冲器，将每个上述接收天线的接收调制块緩冲器内的紧接在上述再解码对象调制块之前接收的各调制块，设定为新的再解码对象调制块；和控制部件，其将用上述再解码部件进行的处理重复进行希望的次数。
全文摘要
本发明提供了传输系统、传输方法、发送装置、接收装置及解码方法，该传输系统能够同时获得畸变传输路径中时间块符号之间的正交性的效果和路径分集的效果。上述传输系统具备发送装置和接收装置，上述发送装置将信息信号S[n]承载在符号上进行传输，上述符号是包括多个时间序列符码的时间块符号，上述发送装置将上述信息信号承载在多个该时间块符号上在时间轴上进行多路传输，上述接收装置具有接收滤波器，其中，在将传输路径的脉冲响应矩阵设为矩阵H的情况下，将上述接收滤波器的特性设定为用该矩阵H的伴随矩阵H<sup>H</sup>表示的矩阵，用由表示用上述传输路径和上述接收滤波器连结的系统的矩阵H<sup>H</sup>H的本征矢量表示的本征符号E_i[n]，设定上述时间块符号。
文档编号H04B1/707GK101467363SQ20078002187
公开日2009年6月24日 申请日期2007年6月12日 优先权日2006年6月14日
发明者古川浩 申请人:国立大学法人九州大学