专利名称：干扰消除接收器及方法
技术领域：
本发明是关于一种干扰消除接收器及方法。具体说，本发明是关于一种用以估 计线性干扰消除滤波器的系数的干扰消除接收器架构。
背景技术：
为了有效且节省成本地对大量蜂巢式用户提供服务，以允许将频谱效率最大化 的方式设计及布署网络是重要的。通过使用在多个小区之间共享频谱的频率再使用 技术，可达成此目标。然而，同一频率源的再使用导致由网络中活跃的使用者产生 的干扰的电平的增加。因此，在当今的大负载的蜂巢式网络中，容量受到干扰而非 热噪声的限制。
过去已考虑了许多不同的技术，以便减少归因于干扰的效能降级及增加网络容 量。适应性多重速率(AMR)、动态功率控制、不连续传输、动态信道配置及跳频为 这些技术的实例。然而，这些技术中的多数需要对网络基础架构的重大升级。
蜂巢式网络中的两个主要的干扰源为来自在同一频率上操作的使用者的同信 道干扰(CCI)及由在邻近载波上传输的使用者产生的邻近信道干扰(ACI)。通过使 用滤波技术(W02006/027603)，可减轻由邻近信道干扰造成的效能降级。另一方面， CCI显著地较难以减轻，因为其占据与相关信号相同的频谱。当在接收器处使用多 个天线时，可使用空间分集以便减轻CCI的影响(2001年12月IEEE Transactions on Communications, Jack H. Winters、 Hanks Zeng及Ye Li的"Improved Spatial-Temporal Equalization for EDGE: A Fast Selective-Direction MMSE Timing Recovery Algorithm and Two-Stage Soft-Output Equalizer")。然而，对于移动通信使用者终端而言，多个 接收天线的使用通常不可行，因为相关联的成本太高。
图1呈现在移动通信系统中通常可发现的不同的处理功能。发射器101使信息位 经过一添加误差保护编码的区块102且接着经过一产生数字复基频信号的数字调制 区块103。接着，由RF处理单元104执行至模拟的转换及至所要的载频的调制。作 为调制的部分，可添加已知的符号以辅助在接收器中的无线信道估计。
5一旦经传输，在于接收器106处被接收前，无线信号通过无线信道105传递。此 无线信道频率会引起接着必须由接收器移除以确保正确的接收的符号间干扰(ISI)。 在由接收器区块处理前，信号亦获得干扰及噪声。干扰起因于频谱的其它使用者， 同时，噪声为自环境的热噪声。接着，当信号穿过Rx前端107时，会添加额外的噪声。
在Rx前端107中，接收器106将模拟无线信号转换为数字基频信号。接着使信 号穿过解调制区块108。此用以在存在ISI、干扰及由无线信道及Rx前端添加的噪声 的情况下估计经传输的编码位。接着译码109信号以产生最终接收的信息位。
解调制区块108旨在在存在干扰的噪声的情况下自接收的基频信号恢复经传输 的信息位。通常，简单地将同信道及邻近信道干扰模型化为噪声。通信系统中干扰 的存在导致噪声电平的增加且因此降级链路电平效能。
最近，已提议许多不同的技术来减轻CCI对解调制过程的影响。使用可分为两 个主要种类的不同方法，可达成干扰消除。在盲干扰消除(BIC)技术中，接收的信 号经处理使得在不明确估计干扰信号的情况下使所要的使用者信息的品质最大化。 使用BIC的接收器架构的实例存在于2006年6月出版的IEEE Transactions on Wireless Communications第5巻第6册的P.A. Hoeher、 S. Badri-Hoeher、 W. Xu及C. Krakowski的"Single-Antenna Co-Channel Interference Cancellation for TDMA Cellular Radio Systems"中。
另一方面，接合检测(JD)技术试图且共同解调制相关信号以及主干扰信号 (1995年6月的会刊IEEE ICC'95的P.A. Ranta、 A. Hotdnen及Z.C. Honkassalo的 "Co-channel Interference Cancellation Receiver for TDMA Mobile Systems")。 JD技术 最佳适合于同步化的网络且在此网络组态中提供较大的潜在容量增益。然而，这些 技术需要针对待消除的干扰使用者的信号而估计传播信道。此结果为，JD技术的 效能对于想要的信号及干扰信号的相对时序较敏感，且减少了未同步化的网络中的 可达成的增益。
与JD技术的实施相关联的复杂性亦通常很高。此与提供较低实施复杂性且可 在同步化及未同步化的网络中提供容量增益的BIC技术形成对比。此外，由于BIC 算法并不依对干扰信道的知晓而定，所以其可适合于不同及变化的干扰条件。
发明内容
本发明的一
目标为提供
一种干扰消除技术，
6
其与先前技术解决方案相比可提供链路电平效能及实施复杂性方面的增益。
根据本发明的一第一态样，提供一种信号接收方法， 一接收信号是通过一受 干扰的信道传输的信息位所形成，该方法包含下列步骤
(a) 利用一线性干扰消除滤波器，过滤该接收信号，以产生一第一信号，其中 该线性干扰消除滤波器使用多个经估计滤波器系数；
(b) 利用一检测单元，处理该第一信号，产生多个传输位的估计，其中该检测 单元使用该信道的一经估计的最终脉冲响应；
(C)其中所述经估计滤波器系数是经下列分离步骤计算所得 (Cl)根据该接收信号，估计该信道的一初始脉冲响应； (C2)根据该初始信道脉冲响应及该接收信号，获得所述滤波器系数。 本发明分离了估计信道的初始脉冲响应及得出线性干扰消除滤波器系数的步
骤。此与先前技术解决方案相比在实施复杂性及链路电平效能方面提供增益。
较佳地，该方法进一步包含下列步骤(d)在与计算滤波器系数Wn的步骤相分
离的一计算中估计信道的最终脉冲响应Bn。
通过使用经估计的信道初始脉冲响应Cn及滤波器系数Wn，可估计信道的最终脉
冲响应Bn。通过将初始脉冲响应Cn与滤波器系数Wn巻积，可估计信道的最终脉冲响
应IV
或者，可直接自信号yJ古计信道的最终脉冲响应Bn。可将一连串已知调制符号
gn嵌入于经传输的位中，且估计信道的最终脉冲响应的步骤使用已知调制符号gn。 较佳地，滤波器系数Wn由下列步骤得出
通过计算接收的样本与通过经估计的初始信道脉冲响应Cn过滤的信息符号之 间的差，产生接收的信号1^中的经估计的噪声的样本^; 使用产生的噪声样本^，得出滤波器系数Wn。
可将一连串已知调制符号嵌入于经传输的位中，且信息符号包含已知调制符
号gn。
所述信息符号可包含通过使用一决策引导技术而产生的经估计的调制符号。 可通过使用最小平方(LS)解决方案自噪声样本^得出滤波器系数Wn。 可通过使用最小均方误差(MMSE)解决方案自噪声样本^得出滤波器系数Wn。 估计传播信道的初始脉冲响应Cn的步骤亦可使用一连串通过经传播的信号传 输的己知调制符号gn来估计传播信道的初始脉冲响应Cn。 该方法可进一步包含下列步骤对照一预定模板比较噪声样本^的特征；及 基于比较的结果禁用线性干扰消除滤波器。
对照一预定模板比较噪卢样本^的特征的步骤可包含对照一临限值比较噪声
样本^的功率；及
当噪声样本^的功率低于一临限值时，禁用线性干扰消除滤波器。 对照一预定模板比较噪声样本^的特征的步骤可包含分析噪声样本^的频率
响应；
噪声样本^的频率响应可用以识别主噪声源是否为热噪声、频带内限带噪声或 频带外噪声。
可基于初始信道脉冲响应Cn的功率延迟分布而适应性地判定滤波器系数Wn的数目。
根据本发明的一第二态样，提供一种用于接收自通过一信道传播的信息位形 成的信号的接收器，该信道已经受干扰，该接收器包含
一线性干扰消除滤波器，其经配置以使用经估计的滤波器系数Wn过滤接收的
信号r。以产生一信号yn;
一检测器，其经配置以使用信道的一经估计的最终脉冲响应Bn来处理该信号
yn以产生经传输的位的估计；
一初始信道估计单元，其经配置以使用接收的信号v(古计传播信道的初始脉冲
响应％;
一干扰消除滤波器估计单元，其与初始信道估计单元分离且经配置以使用经 估计的初始信道脉冲响应Cn及接收的信号r。得出滤波器系数Wn。
该接收器可进一步包含用于在与计算滤波器系数Wn的步骤分离的一计算中估 计信道的最终脉冲响应Bn的构件。
用于估计信道的最终脉冲响应Bn的构件可为干扰消除滤波器估计单元，且该 干扰消除滤波器估计单元经配置以通过使用经估计的信道初始脉冲响应Cn及滤波 器系数Wn来估计信道的最终脉冲响应Bn。
用于估计信道的最终脉冲响应Bn的构件可为一最终信道估计单元，其经配置 以直接自信号yn估计信道的最终脉冲响应Bn。
可提供一种包括如上所描述的接收器的蜂巢式电话手机。
本发明的方法可实现于硬件、处理器上的软件或这些的组合中。
图l为一移动通信系统的示意图。
图2为一先前技术接收器的示意图。
图3为根据本发明的一接收器的示意图。
图4为根据本发明的一接收器的示意图。
具体实施例方式
图2呈现一BIC接收器的先前技术实施(2002年2月M.Sc.Thesis的M. Olsson的 "Single Antenna Interference Rejection s Means for Increased Capacity in GSM"中的
5.2章节)。首先使多个接收样本""穿过一线性滤波器201。假定该滤波器的长度等于 L，且将滤波器系数表示为
由滤波器产生的样本^接着由检测器202处理以便产生经传输的信息位的估 计。许多不同技术可用于经传输的位的检测。可使用基于格子的技术，诸如，最大 相似序列估计(MLSE)方法(M Graw-7/z'〃 /"&ma"owa/的 / G.的D/g/to/ C函ww"/ca"o似第2版中的第6.7节)。
为了辅助经传输的信息的接收及解调制，将一连串已知符号嵌入于经调制的 信号中为典型的。举例而言，在GSM系统中，将一连串26个训练符号插入于经传 输的丛发的中间(3G尸尸re05.W中的第5.2.3节；第三代合作伙伴计划；技术规范组 GSM/EDGE无线近接网络；无线路径上的多任务及多向近接)。与单元203中的一组 接收的样本""一同使用此组已知训练符号以便得出滤波器系数『。
通过使接收的样本穿过滤波器『而产生样本凡，且因此凡可表达为
少"^!]^X"
通过以下方程序，亦可将样本^表达为传输的经调制符号、的函数
术语y"表示噪声及干扰，且通常被模型化为具有零平均值及等于一的方差的
加成白色高斯(Gaussian)噪声。以上方程序假定可通过一线性模型表示传输链路， 包括传播信道及滤波平台。由于通常可将传播信道模型化为不同的分接头延迟线，
9所以此假定通常有效。应注意，对于在GSM系统中使用的GMSK调制，将在发射 器处实施的脉冲形状应用于相位域而非I/Q域中。在此情况下，通过使用GMSK调 制的线性近似，仍可使用以上线性模型(1986年IEEE Transactions on Communications的P.A. Laurent的"Exact and Approximate Construction of Digital
器处，线性模型的系数A并非预先已知。类似地，接收器并不知晓滤波器(亦被称 为信道)的长度M。实际上，在多数条件下，信道长度应为无穷大。对于接收器的 实际实现，需要限制线性模型的长度。因此，滤波器的长度M为当实施该接收器时 待进行的设计决策。当将基于格子的方法用于检测器202时，长度M将决定需要执 行计算的状态的数目。
可组合滤波样本A的两个不同的陈述式以便获取以下等式
Z甲"=1^""""
0 A=0
接着可将这些式重写为
^0
A=0
"1
接着假定第一滤波器系数w。等于l。接着可将以上等式表达为:
A=0
以上等式对于所有接收的符号皆有效。举例而言，其可用于对应于传输的训 练符号(当可用时)的接收的符号。假定在以上模型中使用的接收的符号""的数目等
于N。在不失去普遍性的情况下，亦可假定，信道模型的长度M低于或等于滤波器 的长度L。对于一组选定的接收样本，可将以上等式重写为
"0
样本g"表示接收器己知的传输的样本""。举例而言，这些样本可对应于发射 器及接收器皆已知的训练或引示符号。或者，可以决策引导方式自接收的信号产生
样本g"。
可如下按向量格式写出以上等式
~=G 7'x5-《—,x^+^在以上等式中，B含有不同的信道模式系数5—^，^，…，^-0 。可分别将训练 符号及接收的符号向量表达为G"-"，g"-'，…""-"+'f及'，"，…'"+'卩。将 具有干扰消除滤波器系数的阵列定义为『1 —w"…'w")'。
接着可进一步简化接收的信号的模型以获得
大小M+L-l的向量^含有用于干扰消除滤波器及信道模型"-(^'『,)的系 数。信号向量S"亦具有大小M+L-1 & =(g",g"-"…,g"-r"-i，—V2"."-；-"0 。
接着可将Z-1《"^^-i的不同的等式组合在一起以获得以下等式
R为含有N-L+l个接收样本的阵列^^"-'，^…' -'Z。 Z为含有不同噪声样本 的阵列"0v^'，…，"-^且S为含有不同列S"的N-L+1乘M+L-1大小的矩阵。因此， 可自对与接收的符号组合的传输的训练序列的了解而产生矩阵S的内容。
使用以上模型，可使用最小平方(LS)算法以便估计干扰消除滤波器^以及信 道模型B的系数。
可看出，以上解决方案的得出需要反转具有M+L-1大小的正方形矩阵^^S。
因此，与得出干扰消除滤波器的系数相关联的实施复杂性随着干扰消除滤波器的长 度以及信道模型中的分接头的数目增加而增加。
经估计的信道分接头"'U"")接着可由检测器202使用。当使用基于格子 的技术时，将经估计的信道分接头用以界定格子中的不同的过渡。
当使用实数调制方案时，通过试图仅使实数分量上的噪声的电平最小化，可 显著改良干扰消除技术的效能。举例而言，此为在GSM系统中使用的GMSK调制 的情况(在I及Q分量中传输GMSK调制。然而，通过应用一连续的"/2相位旋转，可 将GMSK调制模型化为完全实数调制)。在此情况下，训练符号g"完全为实数。可 将接收的训练序列的实数部分的模型表达为
< =S' W x g" — g x么-W x么)+ x r: )+ " 其中 "S " iV — 1
在以上等式的推导中，在不失去普遍性的情况下，已假定，
R及I上标分别指示不同信号的实数及虚数部分的选择。= (G: x5"—((《)7' <) + (((,+ 接着可将以上等式重写为-
其中h-(《《'…，《-为含有不同滤波器系数的
M + 2丄—1大小的阵列。该阵歹(J r" = (g" ， g"-1 ，…，g"-w+i' —Vi ， ■， -^'+'^'么，…，么+i)含有接收的符号及训练符号。
接着可将Z-1《"^W-1的不同的等式组合以产生以下矩阵方程 因此可使用以下LS解决方案来估计不同的滤波器系数
自以上等式可看出，滤波器系数的推导需要反转M + "-l大小的矩阵。因此， 待反转的矩阵的大小比在多个情况下高。然而，由于待反转的矩阵完全为实数，所 以相关联的复杂性较低。
在以上已描述的此先前技术解决方案中，干扰消除滤波器系数及信道模型分 接头是自训练序列及接收的符号共同地判定。因为共同执行估计，所以待估计的量 的数目相对较大。
图3说明本发明的一实例，其中单独地执行传播信道的估计及干扰消除滤波器 的估计。首先在301中使用接收的样本""及在204中储存的训练符号g"估计在干扰消 除前的传播信道的脉冲响应^。许多不同的技术可用于得出信道脉冲响应，且该架 构的应用不限于任一具体方法。举例而言，通过接收的样本与训练符号之间的交叉 相关可得出信道脉冲响应。在2001年的Wireless Communications and Mobile Computing的H. Arslan及G,E. Bottomley的"Channel Estimation in Narrowband Wireless Communication Systems"中可发现许多可能技术的描述。较佳的技术为最 小平方方法。
接着与接收的样本""及训练序列符号&一同使用经估计的信道脉冲响应e"， 以便得出干扰消除滤波器的系数w"。干扰消除滤波器估计区块302亦提供对干扰消 除滤波器后的信道的脉冲响应A的估计。干扰消除滤波器估计区块的详细操作将 在另外的段落中得到描述。
如在先前技术解决方案中，接收的样本首先由干扰消除滤波器201处理，且所 得的信号由检测器202使用以得出经传输的信息的估计。与先前技术解决方案的差
12异在于得出干扰消除滤波器系数的方式。
现将描述得出系数W"及A所需的不同计算。如先前所见，可将在训练序列周 期上的接收信号的模型表达为
1 乙-1
A=0
在先前技术解决方案中，干扰消除滤波器系数w"及滤波后的信道的脉冲响应
仄
是共同自接收的信号估计出。在本发明中，首先估计在干扰消除滤波器前的信
道的脉冲响应e"。接着应注意，滤波器后的信道的脉冲响应A可自脉冲响应^及 干扰消除滤波器系数w"得出。通过将初始信道脉冲响应e"与干扰消除滤波器巻积， 可获得脉冲响应A。可将此关系表达如下
在不失去普遍性的情况下，已假定原始信道估计e"的长度p大于或等于干扰消
除滤波器长度L。亦满足不同滤波器的长度之间的以下关系
"P —1 = M
可替换接收信号的模型中的最终信道脉冲响应A的模型，以便获得:
M—1
A=0
乙-1
"1
可将以上等式修改如下:
i-1
w0x
厶-l
"1
为了简化以上等式，可使用以下表示法:
M-卜
接着可将用于接收信号的等式表达为
厶-1 L-l
应注意，可以有效率的方式计算数量""。可通过使经调制的训练符号&穿过
13信道脉冲响应e"而获得所述数] 可修改先前等式以获得
、"1 ,
以下表示法可用以简化以上等式《"
%《=-x《"+八
乂
通过计算接收的符号""与经调制且过滤的训练符号々"之间的多个差，可易于 产生数量《"。注意到样本《"为对接收的信号中的噪声实现的估计是有用的。 如先前，可假定，干扰消除滤波器的第一系数具有、=1+7'<的形式。在此情
况下，可将以上等式的实数部分表达为
S h ，其中丄-B"iV-l
接着可按向量格式将以上等式写为 ^f二《"x三+ ^，其中丄一Kw^7V — l
在此实施中，假定第一滤波器系数的实数部分恒定。通过进行此假定，接着 可实施干扰消除滤波器的得出，使得仅执行实数计算(与多个相反)。此方法提供两 个益处。首先，此导致与过滤器系数的得出相关联的复杂性的减小。其次，在待恢 复的信号的调制如在GMSK调制的情况下为实数的情况下，此方法亦提供误差机率 效能方面的益处。
应注意，对第一滤波器系数的实数部分的固定值的使用为任意的。该方法亦 可适用于将虚数部分而非实数部分设定为恒定值的情况。事实上，由于在过滤前， 可将旋转施加至接收信号，所以提议的方法将适用于滤波器系数固定在I/Q平面的 一维度中的任一系统。'实数'部分经固定的分接头未必为滤波器中的第一分接头。 提议的方法将适用于一系数的'实数'部分经固定的任一滤波器，其无论分接头的位
阵列"含有不同的经估计的噪声样本二=(—
。滤波器系数阵列S—^"'"《'《""《"具有2"1大小。 接着可组合以上该组等式以便获得以下矩阵方程
阵列^含有对应于训练序列的误差样本的N-L+l个实数部分。 (iV_Z + l)x(21-l)大小的矩阵-含有不同的噪声样本&。接着可使用LS方法估计经估计的滤波器系数阵列^:
因此，在该架构中，如下得出干扰消除滤波器的系数。首先自接收的信号及 己知的参考符号估计信道脉冲响应e"。参考符号可对应于训练/引示符号或可以决 策引导方式而产生。接着通过计算接收的样本与通过信道脉冲响应过滤的参考符号 之间的差，产生接收信号中的噪声样本&。接着，使用LS技术，这些噪声样本可 用以得出干扰消除滤波器的系数。
自以上等式可看出，滤波器系数的得出需要反转^^《矩阵。此矩阵为2L-1 大小的正方形矩阵。在先前技术解决方案中，待加以反转的矩阵具有(M + 21 —0大 小，且因此大于本发明的干扰消除接收器的矩阵。通过减小待加以反转的矩阵的大 小，本发明的架构导致实施复杂性的显著的减小。在典型的操作条件下，可设定M 等于5，且可将L选择为等于3。在这些条件下，该方法导致待加以反转的正方形矩 阵的大小的50%减小。与矩阵反转技术相关联的复杂性通常随着待反转的矩阵的三 次幂而线性增加(Cambridge University Press的W.H. Press、 B.P. Flannery、 S.A. Teukolsky、 W.T. Vetterling的"Numerical Recipes in C Example Book: The Art of Scientific Computing")。因此，待加以反转的矩阵的大小的50%减小转变为待加以 执行的计算的数目的87.5%减少。
在滤波器系数w"的得出后，需要得出干扰消除滤波器后的信道的脉冲响应^ 。 在本发明的一实施例中，简单地通过将此初始信道脉冲响应^与滤波器系数w"巻 积，得出此信道脉冲响应。
图4表示本发明的一替代实施例。可看出，此实施例很类似于图3中描述的实 施例。然而，该组信道系数A是自区块303中的干扰滤波器产生单独地产生。在此 实施例中，首先使用w"过滤对应于训练序列的接收的样本""。这些经过滤的样本接 着经处理以便得出估计信道脉冲响应。通过使这些样本与训练符号g"交叉相关， 可达成此。替代方法描述于H. Arslan及G.E. Bottomley的"Channel Estimation in Narrowband Wireless Communication Systems" (Wireless Communications and Mobile Computing, 200l)中。
重要地，应注意，即使已描述对于完全实数调制的情况的接收器架构，可易 于将其扩展至多个调制方案。可以类似于对于先前技术解决方案所进行的方式的一
方式来进行。亦应强调，接收器架构的应用不限于接收的样本的实数部分中的噪声 的最小化。可使接收的样本的虚数部分中的噪声最小化。对于熟悉此项技术者将显然，接收器架构可经实施以使二维I/Q空间的任一单一维度上的噪声最小化。
在以上描述中， 一组训练符号用于得出信道脉冲响应估计。在数字通信系统 中，训练序列通常与实际信息一起传输。然而，本发明的应用不限于这些情况。区
块301及303可经修改以便能够产生信道估计，而无需训练序列。可使用盲信道估计 技术以便移除对待传输的训练序列的需要。盲信道估计接收器的可能的实施可发现 于N. Seshadri的"Joint Data and Channel Estimation using Blind Trellis Search Techniques"(IEEE Trans. Commun， 1994)中。或者，可使用特征向量技术以便估计 传播信道(IEEE Journal on Selected Areas in Communications的D. Boss、 K.陽D. Kammeyer及T. Petermann的"Is Blind Channel Estimation Feasible in Mobile Communication Systems A Study Based on GSM")。当可利用时，亦使用训练序列 以便产生估计的噪声样本。通过计算接收的样本与穿过经估计的信道脉冲响应的训 练符号之间的差，将此达成。通过使用一决策引导方法，可修改噪声估计过程的操 作。训练符号可由传输的信息符号的估计值替换。然而，应注意，此方法的效能将 通常低于基于训练序列的方法的效能。
在先前技术解决方案中，需要在处理接收的信号前选择干扰消除滤波器的长 度L及提供至检测器的信道脉冲响应中的分接头的数目M。在本发明中，可使滤波 器长度的值L适应传播条件。在干扰消除滤波器中需要的分接头的数目将通常随着 传播信道的延迟分布增加而增加。在本发明中，首先在得出滤波器系数前判定传播 信道的脉冲响应。自经估计的脉冲响应，可估计信道延迟分布的一些测量。此信息 接着可用以设定干扰消除系数中的分接头数目。此可在计算复杂性方面呈现出优 势，因为其使在有利条件下减小滤波器大小成为可能。此又减小了在滤波器系数得 出中使用的矩阵反转以及接收的样本的实际过滤中的复杂性。
举例而言，对于干扰消除滤波器的长度L1及L2(其中，L1>L2)，可界定两个不 同组态。接着可计算信道的延迟分布，且将其对照一预定临限值T进行比较。若信 道的延迟分布大于临限值T，则将干扰消除滤波器中的分接头的数目选择等于Ll。 否则，设定干扰消除滤波器的大小等于L2。应注意，可使组延迟临限值T适合传播 信道条件。举例而言，临限值T可随着传输链路中的SNR而变化。
或者，可产生一查找表(LUT)，其中使不同的干扰消除滤波器大小值L与表现 传输信道的延迟分布的特征的不同量度值相关联。通过执行链路电平效能仿真，可 填充该LUT，以便发现不同的选定延迟分布量度值的最佳滤波器大小。
在接收器架构中，使用接收的信号中的噪声样本的估计得出干扰消除滤波器系数。在以上描述的两个实施例中，噪声样本用以产生矩阵《，自该矩阵，得出LS 解决方案。在本发明的其它实施例中，这些噪声样本可用以实施改进信道估计及滤 波器系数估计过程的技术。
举例而言，可估计接收的信号的实数及虚阵列份中的功率
厅2 /7=乙-1
(7'一 =."—"
W—I ，
yv-丄+ 1
接着可使用这些噪声估计修改干扰消除滤波器系数的得出。应强调，这些功 率估计包括热噪声的功率以及干扰功率。事实上，这些术语包括不能直接自估计的 信道脉冲响应模型化的任何信号。
亦可使用所述估计的噪声功率值以便将非线性标度应用至经估计的信道分接 头&。举例而言，可使用以下处理改良经估计的信道分接头的SNR: lc"|2
1 +acr'
可将此处理应用至P个不同信道分接头。通过求和自I及Q分枝的噪声功率值， 得出总噪声功率^。比例因子a说明归因于CIR估计的噪声电平的降低。其视实施 的信道估计方法而定且可易于自对训练符号的了解而得出。应注意，可将不同非线 性标度级应用至经估计的信道分接头以便改进其品质。举例而言，替代方法将为， 对于功率小于自经估计的噪声功率得出的给定的临限值，设定为0个分接头。亦应 注意，施加至初始信道分接头301的估计的非线性标度级亦可适用于第二信道估计 级303。
可使用LS方法自经估计的噪声样本矩阵^得出干扰信道系数。LS解决方案的 实施并不需要对接收的信号中的噪声的任何先前知晓。如先前所指示，接收器产生 噪声样本的估计以便得出干扰消除滤波器的系数。可使用此信息以便产生一组较准 确的估计。举例而言，可以最小均方误差(MMSE)实施来替换LS解决方案(2001年 的Wireless Communications and Mobile Computing的H. Arslan及G.E. Bottomley的 "Channel Estimation in Narrowband Wireless Communication Systems")。 当使用此解
决方案时，可使用由以下等式描述的计算得出估计的滤波器系数阵列S:
17噪声项,得自噪声功率估计^及^。在接收器的一实施中，噪声项^等于 接收的样本的实阵列份中的噪声功率的估计^。项1表示^-Z+l大小的单位矩阵。
待反转的矩阵(《"+^^为^ —丄+ 1大小的正方形矩阵。因此，MMSE解决方案的 计算复杂性比LS解决方案的计算复杂性高。然而，产生的滤波器系数中的噪声电
平将通常较低。因此，通过增加计算复杂性，可改良接收器的效能。应注意，可使 用来自估计的噪声样本的信息来实施用于得出干扰消除滤波器系数的其它技术。举
例而言，可使用最大相似序列估计(MLSE)及最大后验法(MAP)技术(2001年的 Wireless Communications and Mobile Computing的H. Arslan及G.E. Bottomley的 "Channel Estimation in Narrowband Wireless Communication Systems")。
在使用MMSE解决方案得出干扰消除滤波器系数的以上给出的实例中，使用 计算的噪声样本以便得出噪声功率的估计。然而，应注意，噪声样本可用以得出较 精细的量度。举例而言，自在接收的训练序列上的噪声样本的序列可得出噪声的自 协方差矩阵。使用这些较复杂的估计可改良估计的滤波器系数的准确性。
当检测单元的准确性受到干扰及噪声的限制时，干扰消除滤波器的使用将提 供显著的效能增益。在干扰电平很低的情况下，滤波器201的使用并不提供任何链 路电平效能增益。事实上，归因于滤波器系数的估计中的误差，干扰消除滤波器的 实施使检测效能降级是可能的。此外，干扰消除滤波器的使用导致实施复杂性的增 加。因此，在噪声及干扰电平较低的情况下，禁用干扰消除滤波器可为有益的。根 据本发明的一态样，使用经估计的噪声功率，以便动态禁用干扰消除滤波器201及 与系数的得出302相关联的处理。通过将经估计的噪声功率与一给定临限值比较， 可达成此。可使用实数部分的噪声功率^、虚数部分的噪声功率^或两者的组合。 对于熟习此项技术者而言，将显然，可自噪声功率得出其它量度以便动态组态该接 收器。举例而言，并非使用噪声功率值，可基于信杂比(SNR)而进行关于使用干扰 消除滤波器的决策。通过计算估计的信道功率对噪声功率的比可估计SNR。
权利要求
1. 一种信号接收方法，一接收信号是通过一受干扰的信道传输的信息位所形成，该方法包含下列步骤(a)利用一线性干扰消除滤波器，过滤该接收信号，以产生一第一信号，其中该线性干扰消除滤波器使用多个经估计滤波器系数；(b)利用一检测单元，处理该第一信号，产生多个传输位的估计，其中该检测单元使用该信道的一经估计的最终脉冲响应；以及(c)其中所述经估计滤波器系数是经下列分离步骤计算所得(c1)根据该接收信号，估计该信道的一初始脉冲响应；以及(c2)根据该初始信道脉冲响应及该接收信号，获得所述滤波器系数。
2. 根据权利要求l所述的信号接收方法，其特征在于，该方法进一步包含下列 步骤(d)所述经估计滤波器系数是经下列分离步骤计算中，估计该信道的该最终脉 冲响应。
3. 根据权利要求2所述的信号接收方法，其特征在于，该信道的该最终脉冲响 应通过该初始脉冲响应及所述滤波器系数估计所得。
4. 根据权利要求3所述的信号接收方法，其特征在于，该信道的该最终脉冲响 应通过该初始脉冲响应及所述滤波器系数巻积计算所得。
5. 根据权利要求2所述的信号接收方法，其特征在于，其中该信道的该最终脉 冲响应皆是直接由该信号yj古计所得。
6. 根据权利要求5所述的信号接收方法，其特征在于，将一连串已知调变符号 被嵌入于所述传输的信息位中，且估计该信道的该最终脉冲响应的该步骤使用所述 已知调变符号。
7. 根据权利要求l所述的信号接收方法，其特征在于，所述滤波器系数是由下 列步骤得出产生该接收信号中的经估计的多个噪声样本，是通过计算接收的所述样本与由 该初始信道脉冲响应过滤的信息符号之间的差异；以及 使用所述噪声样本，得出所述滤波器系数。
8. 根据权利要求7所述的信号接收方法，其特征在于，所述一连串已知的调变符号被嵌入于所述传输的信息位中，且所述信息符号包含所述己知的调变符号。
9. 根据权利要求7所述的信号接收方法，其特征在于，所述信息符号包含由一 决策引导技术产生的所述经估计的调制符号。
10. 根据权利要求7所述的信号接收方法，其特征在于，所述滤波器系数是使用 一最小平方解决方案自所述噪声样本得出。
11. 根据权利要求7所述的信号接收方法，其特征在于，所述滤波器系数是使用 一最小均方误差解决方案自所述噪声样本得出。
12. 根据权利要求1所述的信号接收方法，其特征在于，估计该传输信道的该初 始脉冲响应的该步骤中，亦使用该经传播信号传输的一连串己知调制符号，来估计 该传输信道的该初始脉冲响应。
13. 根据权利要求7所述的信号接收方法，进一步包含下列步骤 比较所述噪声样本的特征和一预定模板；以及 基于该比较的结果禁用该线性干扰消除滤波器。
14. 根据权利要求13所述的信号接收方法，其特征在于，该比较步骤包含 比较所述噪声样本的功率和一临限值；以及当所述噪声样本的该功率低于一临限值时，禁用该线性干扰消除滤波器。
15. 根据权利要求13所述的信号接收方法，其特征在于，该比较步骤包含分析 所述噪声样本的频率响应。
16. 根据权利要求15所述的信号接收方法，其特征在于，所述噪声样本的该频 率响用以识别主噪声源是否为热噪声、频带内限带噪声或频带外噪声。
17. 根据权利要求1所述的信号接收方法，其特征在于，所述滤波器系数的数目 是决定基于该初始信道脉冲响应的功率延迟分布。
18. 根据权利要求1所述的信号接收方法，其特征在于，所述滤波器系数中的一 个是固定于一维多个平面。
19. 一种信号接收装置， 一接收信号是通过一受干扰的信道传输的信息位所形 成，该接收装置包含一线性干扰消除滤波器，用于使用多个经估计滤波器系数，过滤该接收信号， 以产生一第一信号；一检测器，用于使用该信道的一经估计的最终脉冲响应，处理该第一信号，以产生所述经传输的信息位的估计；一初始信道估计单元，用于使用该接收信号，估计该传播信道的一初始脉冲响应；以及一干扰消除滤波器估计单元，与该初始信道估计单元分离，用于使用该经估计 的初始信道脉冲响应及该接收信号，得出所述滤波器系数。
20. 根据权利要求19所述的接收器，其特征在于，进一步包含一最终脉冲响应 估测单元，用于在计算所述滤波器系数的步骤分离的一计算中估计该信道的该最终 脉冲响应。
21. 根据权利要求20所述的接收器，其特征在于，该最终脉冲响应估测单元为 该干扰消除估计单元，用于，且用于使用该经估计的信道初始脉冲响应及所述滤波 器系数来估计该信道的该最终脉冲响应。
22. 根据权利要求20所述的接收器，其特征在于，该最终脉冲响应估测单元为 一最终信道估测单元，用于直接自该信号估计该信道的该最终脉冲响应。
23. —种蜂巢式电话手机包括一根据权利要求19至22中任一的接收器。
全文摘要
一种信号接收方法，一接收信号是通过一受干扰的信道传输的信息位所形成，该方法包含(a)利用一线性干扰消除滤波器，过滤该接收信号，以产生一第一信号，其中该线性干扰消除滤波器使用多个经估计滤波器系数；(b)利用一检测单元，处理该第一信号，产生多个传输位的估计，其中该检测单元使用该信道的一经估计的最终脉冲响应；(c)其中所述经估计滤波器系数是经下列分离步骤计算所得(c1)根据该接收信号，估计该信道的一初始脉冲响应。
文档编号H04L25/03GK101491045SQ200780027010
公开日2009年7月22日 申请日期2007年8月20日 优先权日2006年8月24日
发明者克立尔·G·F·维拉敦 申请人:开曼晨星半导体公司;晨星法国有限公司;晨星软件研发(深圳)有限公司;晨星半导体股份有限公司