专利名称：幅度键控调制信号的解调电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种幅度键控(ASK)调制信号的解调电路，具体涉及一种。
背景技术：
近年来，随着兼容IS0-14443TYPE A的非接触射频卡应用的扩展，越来越多的领域 开始使用这种类型的非接触射频卡，例如门禁，小额支付，交通，纪念品等。由于应用领域 的扩展，卡片的使用环境也变得多样化，各种不同的读卡机以及应用环境对卡片的兼容性 能提出了很高的要求，这种要求转化到芯片设计的角度来说就是对芯片模拟前端设计的要 求，其中包括了对芯片端口特性，上电复位电平，整流电压稳定性，时钟提取能力，信号解调 能力，返回调制深度等诸多方面的要求。本发明所涉及的，即是信号解调能力方面的内容。 解调器在非接触射频卡前端中的作用在于从读卡机发射的载波当中分辨出幅度键控调制 方式所产生的凹槽，并将其转化为数字电路可以辨别的数字信号，供后继处理使用。由于解 调器承担着读卡机向卡方向的的信息辨别作用，所以其可靠的性能是对整个非接触射频卡 的性能来讲是十分重要的。描述幅度键控调制信号解调电路的性能的参数主要有静态功耗，解调速度，动态 范围，对信号边沿敏感度，解调灵敏度，集成难以度等方面。由于这些参数是相互影响相互 制约的，所以采用一种折中的方案来获得更高的整体性能是解调电路的设计难点。根据调 研的结果，图1所示的R-C延迟式解调电路是一种典型的电路结构。这种电路拥有结构简 单，功耗低，解调灵敏度较高，易于集成等优点，但是缺陷是在较大磁场条件下，解调电路会 出现严重的灵敏度降低甚至无法解调的情况。而在目前的市场应用中，很多读卡器由于空 间限制或小型化的原因，需要采用非常小的发射线圈，这会造成在贴近天线的近场区域的 磁场强度达到很大的数值，进而使采用传统R-C延迟式解调电路的卡片出现无法解调读卡 机信号的情况出现，严重影响卡片使用的兼容性。为了保证卡片能在各种条件下都能正确 解调读卡机信号，对解调电路必须具备高动态范围有明确的需求。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种幅度键控调制信号的解调电路，该解调电 路能解调高动态范围的幅度键控调制信号。为解决上述技术问题，本发明的幅度键控调制信号的解调电路包含整流电路、迟 滞比较器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第一 MOS管、第二 MOS管、第三MOS管、第四MOS 管、第五MOS管、第六MOS管、第一电容和第二电容；第一电阻的一端连接整流电路的输出 端，另一端连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端接迟滞比较器的正输入端；第一 MOS 管、第四MOS管、第五MOS管和第六MOS管的栅极均与各自的漏极相连接；第一 MOS管的漏 极接受外来电流源的输入信号，其栅极同时连接第二 MOS管的栅极和第三MOS管的栅极，其 源极与第二 MOS管的源极和第三MOS管的源极相连接后接整流参考地；第四MOS管的漏极 接在第一电阻和第二电阻之间，其源极接第二 MOS管的漏极；第六MOS管的漏极接在第一电阻和第二电阻之间，其源极与第五MOS管的漏极相连接，第五MOS管的源极与第三MOS管 的漏极相连接；第三电阻的一端连接在第一电阻和第二电阻之间，另一端连接整流参考地； 第一电容的一端同时连接在迟滞比较器的负输入端与所述第一电阻和第二电阻之间，另一 端连接整流参考地；第二电容的一端连接迟滞比较器的正输入端，另一端连接整流参考地。与背景技术相比，本发明有以下优点传统的R-C延迟式解调电路在大磁场条件 下由于迟滞比较器不能正常工作，造成解调灵敏度降低甚至不能解调。而在本发明中，由 于两个MOS管串组成的可变电阻在大场强条件下能够调节输入到迟滞比较器信号的电平， 使迟滞比较器始终工作在正常的状态下，保证了解调电路在整个动态范围内均能良好的工 作。
下面结合附图和具体实施方式
对本发明作进一步详细的说明图1是传统的的R-C延迟式解调电路的电路示意图；图2是本发明的幅度键控调制信号的解调电路的电路示意图。实施方式本发明的幅度键控调制信号的解调电路(见图2)，包含整流电路、迟滞比较器 CMPl、电阻 R1、电阻 R2、电阻 R3、MOS 管 Ml、MOS 管 M2、MOS 管 M3、MOS 管 M4、MOS 管 M5、MOS 管M6、电容Cl和电容C2 ；电阻Rl的一端连接整流电路的输出端，另一端连接电阻R2的一 端，电阻R2的另一端接迟滞比较器的正输入端；MOS管M1、M0S管M4、M0S管M5和MOS管M6 的栅极均与各自的漏极相连接；MOS管Ml的漏极接受外来电流源的输入信号，其栅极同时 连接MOS管M2的栅极和MOS管M3的栅极，其源极与MOS管M2的源极和MOS管M3的源极相 连接后接整流参考地；MOS管M4的漏极接在电阻Rl和电阻R2之间，其源极接MOS管M2的 漏极；MOS管M6的漏极接在电阻Rl和电阻R2之间，其源极与MOS管M5的漏极相连接，MOS 管M5的源极与MOS管M3的漏极相连接；电阻R3的一端连接在电阻Rl和电阻R2之间，另 一端连接整流参考地；电容Cl的一端同时连接在迟滞比较器的负输入端与电阻Rl和电阻 R2之间，另一端连接整流参考地；电容C2的一端连接迟滞比较器的正输入端，另一端连接 整流参考地。本发明中的全桥整流电路RECl为可以实现全波整流的所有电路，而不局限于 一种特定的电路；电容Cl，电容C2的实现可以采用兼容CMOS工艺的任何种类的电容器；电 阻R1，电阻R2的实现也可以采用兼容CMOS工艺的任何种类的电阻；迟滞比较器CMPl可以 采用满足迟滞量要求的任何结构的迟滞比较器。MOS管(M3)的宽长比大于MOS管(M2)的 宽长比，而MOS管(M2)的宽长比大于MOS管(Ml)的宽长比。MOS管(M2)的宽长比可为MOS 管(Ml)宽长比的10-40倍，MOS管(M3)的宽长比可为第一 MOS管(Ml)宽长比的40-100 倍。一具体实施例中，该解调电路所用的元器件均集成在芯片上，所用的元器件的参 数可为该实施例中MOS管MUMOS管M2、M0S管M3、M0S管M4、M0S管M5和MOS管M6均为 NMOS 管，MOS 管■、]\ 5管112、]\ )5管13 的宽长比分别为 2，40，100 ；MOS 管 M4、M0S 管 M5 和 MOS管M6的宽长比均为10 ；电阻R1，电阻R2，电阻R3的电阻值分别为lOOKohm，200Kohm和 IOOKohm ；电容Cl，电容C2的电容值分别为1. 8pF和4. 7pF ；迟滞比较器CMPl的迟滞量为 80mV。
本发明的解调电路工作时，整流信号输入端(即整流电路输出端)接受来自整流 电路(该实施例中为全波整流器RECl，用于将交流信号转化为直流信号)的整流信号，偏置 电流输入端连接IuA的电流输入，该解调电路因得到整流信号和偏置电流而工作。全波整流器RECl整流输出的信号从电阻Rl的左端输入。在场强较小的情况下， 由MOS管M2，MOS管M4组成的MOS管串上端电压没有达到MOS管M2的饱和电压与MOS管 M4的阈值电压的和，MOS管M3，M0S管M5，M0S管M6组成的MOS管串上端电压没有达到MOS 管M3的饱和电压，MOS管M5的阈值电压以及MOS管M6的阈值电压之和，所以这两个MOS管 串在此时不起作用，检波功能完全由电阻R3和电容Cl构成的并联网络完成，这个检波电路 可以看作一个的低通滤波器。经过检波后的信号一路直接送入迟滞比较器CMPl的负端，一 路经过由电阻R2与电容C2所构成的低通滤波器滤波后送入迟滞比较器CMPl的正端。由 于进入迟滞比较器CMPl正端的信号与直接检波得到的信号相比又经过了一次低通滤波， 所以信号的变化相比直接检波得到的信号有所延迟。在初始情况下，迟滞比较器CMPl的输 出为低电平。在幅度键控的凹槽来到时，直接检波得到的信号即迟滞比较器CMPl的负端电 压会下降，而经过低通滤波后的信号即迟滞比较器CMPl的正端电压下降会有所延迟，所以 会造成此刻正端电压高于负端电压，解调输出端呈现高电平，表示幅度键控的凹槽到来；在 幅度键控的凹槽恢复时，直接检波得到的信号即迟滞比较器CMPl的负端电压会上升，而经 过低通滤波后的信号即迟滞比较器CMPl的正端电压由于延迟依然维持在低电平，造成此 刻正端电压低于负端电压，解调输出端呈现低电平，表示幅度键控凹槽结束，一个完整的解 调过程完成。随着场强的上升，由MOS管M2，M0S管M4组成的MOS管串上端电压会逐渐升高，当 电压升高到大于MOS管M2的饱和电压与MOS管M4的阈值电压的和，该MOS管串将导通，其 导通电流受MOS管M2控制，而MOS管Ml和MOS管M2组成了电流镜结构，由于MOS管M2的 宽长比是MOS管Ml宽长比的20倍，所以此时流过MOS管M2漏极和源级之间的电流为20uA。 这样会在第一电阻Rl上造成额外的压降，使MOS管串上端的电平依然维持在较低的水平， 从而保证迟滞比较器的正常工作。随着场强进一步上升，整流输入信号的驱动进一步加强，MOS管串上端的电压会继 续上升，当该电压大于MOS管M3的饱和电压，MOS管M5的阈值电压以及MOS管M6的阈值 电压之和时，由MOS管M3，MOS管M5以及MOS管M6组成的MOS管串开始导通，其导通电流 受MOS管M3控制，而MOS管Ml和MOS管M3组成了电流镜结构，由于MOS管M3的宽长比是 MOS管Ml宽长比的50倍，所以此时流过MOS管M3漏极和源级之间的电流为50uA，加上由 MOS管M2，M0S管M4组成的MOS管串上导通的20uA电流，总的导通电流会达到70uA。由于 有电阻Rl的存在，70uA的泄电流足以在大场强条件下将两个MOS管串上端的电压维持在 MOS管M3的饱和电压，MOS管M5的阈值电压以及MOS管M6的阈值电压之和的水平上，这个 电平通常低于迟滞比较器CMPl所能工作的最大共模电平。这保证了在一个大动态范围区 间里，输入到迟滞比较器CMPl中的电平均能维持其正常工作。除了上述的作用以外，两个MOS管串的作用还在于，在大场强条件下，幅度键控的 产生的凹槽会使两个MOS管串上端的电平下降，而由于MOS管串的泄流作用，电平下降的 斜率增大，客观上降低了迟滞比较器CMPl分辨正、负输入端电平差异的难度，而随着电压 的下降，MOS管M3, MOS管M5以及MOS管M6组成的MOS管串禾P MOS管M2, MOS管M4组成的MOS管串相继停止泄流，这将防止输入到迟滞比较器CMPl的信号过低，低于迟滞比较器 CMPl的最低工作电平而失效。综上，本实施例能通过简单的电路实现在大动态范围内对幅度键控信号的正确解 调，本发明的解调电路具有优良的性能现以比较采用0. 18um CMOS工艺制造的本实例的 解调电路与具有相同制造工艺的传统解调电路之间的性能比较说明之。由表1可以看出， 在相同的制造工艺下，本实施例的解调器在很宽的载波幅度内具有优良的解调能力，同时 依然保留了传统解调器功耗低，集成面积小的优点。和传统解调器相比，适合更为复杂苛刻 的解调环境。表 权利要求
1.一种幅度键控调制信号的解调电路，包含整流电路和迟滞比较器，其特征在于所 述解调电路还包含第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第三电阻(R3)、第一 MOS管(Ml)、第二 MOS管(M2)、第三MOS管(M3)、第四MOS管(M4)、第五MOS管(M5)、第六MOS管(M6)、第一电 容(Cl)和第二电容(以)；所述第一电阻的一端连接所述整流电路的输出端，另一端连接所 述第二电阻的一端，所述第二电阻的另一端接所述迟滞比较器的正输入端；所述第一 MOS 管(Ml)、第四MOS管(M4)、第五MOS管(M5)和第六MOS管(M6)的栅极均与各自的漏极相 连接；所述第一 MOS管(Ml)的漏极接受外来电流源的输入信号，其栅极同时连接所述第二 MOS管(M2)的栅极和第三MOS管(M3)的栅极，其源极与所述第二 MOS管(M2)的源极和第 三MOS管(ΙΟ)的源极相连接后接整流参考地；所述第四MOS管(M4)的漏极接在所述第一 电阻(Rl)和第二电阻(R2)之间，其源极接所述第二 MOS管(M2)的漏极；所述第六MOS管 (M6)的漏极接在所述第一电阻和第二电阻之间，其源极与所述第五MOS管(M5)的漏极相连 接，所述第五MOS管(M5)的源极与所述第三MOS管(M3)的漏极相连接；所述第三电阻(R3) 的一端连接在所述第一电阻(Rl)和所述第二电阻(似)之间，另一端连接整流参考地；所述 第一电容(Cl)的一端同时连接在所述迟滞比较器的负输入端与所述第一电阻(Rl)和所述 第二电阻(似)之间，另一端连接整流参考地；所述第二电容(以)的一端连接所述迟滞比较 器的正输入端，另一端连接整流参考地；所述第三MOS管(Μ3)的宽长比大于所述第二 MOS 管(Μ2)的宽长比，而所述第二 MOS管(Μ2)的宽长比大于所述第一 MOS管(Ml)的宽长比。
2.根据权利要求1所述的解调电路，其特征在于所述整流电路为全桥整流电路。
3.根据权利要求1所述的解调电路，其特征在于所述第一MOS管(Ml)、第MOS管 (M2)、第三MOS管(M3)、第四MOS管(M4)、第MOS管(M5)和第六MOS管(M6)为NMOS管，所 述第二 MOS管(M2)的宽长比是所述第一 MOS管(Ml)宽长比的10-40倍，所述第三MOS管 (M3)的宽长比是所述第一 MOS管(Ml)宽长比的40-100倍。
4.根据权利要求3所述的解调电路，其特征在于所述第MOS管(M2)的宽长比是所述 第一 MOS管(Ml)宽长比的20倍，所述第三MOS管(M3)的宽长比是所述第一 MOS管(Ml) 宽长比的50倍。
全文摘要
本发明公开了一种幅度键控调制信号的解调电路。在该解调电路包括整流电路、迟滞比较器CMP1、电阻R1、电阻R2、电阻R3、MOS管M1、MOS管M2、MOS管M3、MOS管M4、MOS管M5、MOS管M6、电容C1和电容C2，其组成了两个MOS管串的结构。由于本发明的解调电路中两个MOS管串组成的可变电阻在大场强条件下能够调节输入到迟滞比较器信号的电平，使迟滞比较器始终工作在正常的状态下，保证了解调电路在整个动态范围内均能良好的工作。
文档编号H04L27/06GK102111108SQ200910202020
公开日2011年6月29日 申请日期2009年12月24日 优先权日2009年12月24日
发明者倪昊, 景一欧, 陈永耀 申请人:上海华虹集成电路有限责任公司