专利名称：用于助听器的输入转换器和信号转换方法
技术领域：
本申请涉及助听器。更具体地，它涉及数字助听器中的模数输入信号转换器。本发明还涉及在助听器中将模拟信号转换为数字信号的方法。
背景技术：
模数转换器(以下称为A/D转换器)将变化的电流或电压转换为数字数据格式。 存在几种不同的A/D转换器拓扑结构，各自在转换速度、精度、量化噪声、电流消耗、字长、 线性度和电路复杂度方面具有益处和折衷。在目前的数字助听器设计中，德尔塔-西格玛 (delta-sigma, Δ- Σ )A/D转换器类型由于许多重要的因素而是优选的转换器类型，这些因素例如容易实现抗混叠滤波器，通过设计可控制转换噪声，功耗比较低，以及由于与现有的A/D转换器设计相比具有较少的部件数目而相对容易实现。根据定义，信号处理器件中的固有噪声是由信号处理器件本身引入的不期望的信号。固有噪声可以例如源于不适当的工作条件、较差的设计或者部件值的改变。这些情况不得不在设计信号处理器件时考虑。在A/D转换器中，可以观察到若干不同类型的噪声。这些噪声包括转换噪声、量化噪声、热噪声、闪烁噪声、复合噪声和由于增益产生元件中各种物理限制而导致的噪声。为了提供这些不同噪声类型源之间的区别，大部分重要的噪声类型将在以下简要讨论。量化噪声源于将连续的输入电压跨度量化为可以由离散的、二元电平表示的一组有限的电压电平的过程，其根据表达式Ln = 2n其中，1^是可能的离散电平的数目并且η是用来表示数字域中单个采样值的位数。 量化噪声可以被认为是单个采样值的实际输入电压和用来表示它的离散电压之间的差值。 因此，这种类型的噪声可以通过例如任意增加表示信号的位数而被最小化，并且因此不再进一步讨论。热噪声源于阻性介质中电子的随机布朗运动。在给出阻值、带宽和温度的情况下， 均方根热噪声Vnt由以下等式给出Vnt=机 T AfR其中kb是波尔兹曼常数，1，38065*10_23J/K，T是以开尔文为单位的绝对温度，Δ f 是以Hz为单位的感兴趣的带宽，R是以Ω为单位的所考虑的电路元件的阻值。闪烁噪声或者l/f噪声是低频噪声频谱中的主要噪声。自真空管时代就已经在电子器件中观察到它，并且它还存在于现在的半导体器件中。散粒噪声是由穿过势垒(例如在半导体元件中P掺杂材料和N掺杂材料之间发现的势垒)的电流导致的随机现象的结果。电流散粒噪声In是与温度无关的量，并且可以通过以下表达式描述In= ^JlqI其中q是电子电荷，1，602*10_19库伦，I是半导体元件的偏置电流。散粒噪声的谱密度的单位是A/‘。为了提供能够不间断工作几天而不需更换电池的助听器，助听器的一个设计目标是尽可能减小电子电路从电池中吸取的电流，优选低于ImA的值。将其输入处的信号放大在一百倍至也许一千倍之间的量级的半导体元件使用该电流的较大百分比作为其偏置电流，以便在其工作极限内处理较大的增益。从上述可以明显看出，散粒噪声依赖于流过半导体元件的电流，该事实提供了尽可能减小A/D转换器中用于放大器的偏置电流的进一步动机。Δ-Σ A/D转换器在现有技术中是熟知的。它们的目的是将变化的模拟输入电压转换为二进制比特流，以便在数字域中进一步处理。δ - Σ A/D转换器与其他A/D转换器设计相比具有明显的优点。它们具有相对少的部件数目，并且它们与其他A/D转换器设计相比具有多种信号处理的优点。为了降低转换噪声，使用了过采样。通过多次测量每个离散电压，例如，64次，平衡(level out)由于输入信号中统计变化而导致的误差，并且转换噪声谱线被推到远离奈奎斯特(Nyquist)限制，因此使得转换噪声非常容易从信号中滤除。一个缺点是在该示例中的转换器时钟速率需要为期望采样时钟速率的64倍。本质上，Δ-Σ A/D转换器包括Δ- Σ调制器和低通滤波器。这可以使用积分器、 比较器和D触发器做成。通过包括1位D/A转换器的反馈环路反馈触发器的输出信号，并且将其从积分器上游的输入信号中减去。被减去的反馈信号将误差信号提供给Δ-Σ调制器的输入。来自A/D转换器的反馈环路的误差信号用来保证总体上转换器的输出信号电平总是等于输入信号电平。如果在转换器输入上没有信号存在，则A/D转换器产生二进制1 和0的对称输出比特流。当输入信号电压变为更正的电压时，更多的二进制1将出现在输出比特流中，当输入信号电压变为更负的电压时，更多的二进制0将出现在输出比特流中。 因此，Δ-Σ A/D转换器将模拟输入信号转换为输出比特流中1和0之间的平衡。
发明内容
在第一方面，本发明提供了如权利要求1所述的输入转换器。在第二方面，本发明提供了如权利要求9所述的方法。为了克服以上缺点，根据本发明的输入转换器包括第一电压变换器，其被置于输入级上游的输入转换器中并且具有一变换比例，使得其提供了大于输入电压的输出电压。 当输入信号电压在被放大器级放大之前被变高时，需要更少的放大倍数以便将输入信号升至可接受的电平，并且放大器噪声对放大信号的相对贡献较低，并且当反馈信号电压在被呈现至放大器输入之前被变高时，情况是相同的。根据本发明，输入变换器和反馈变换器均被实现为电压变换器。电压变换器容易实现在同步(时钟控制)的数字网络中，并且可以被设计为相对放大器和A/D转换器的随后级的阻抗优化它们的阻抗。其他特征和优点从从属权利要求中显而易见。
现在将针对附图更详细地描述本发明，其中
图1是现有技术的Δ - Σ A/D转换器的示意图，图2是图1中现有技术Δ- Σ转换器的更详细的示意图，图3是图解说明图2中Δ- Σ转换器的放大器的噪声水平电压Vn的等效示意图，图4是图解说明至图3中的放大器的输入信号的等效变换原理的示意图，图5是图解说明现有技术的采样电容积分器的第一相位的示意图，图6是图解说明现有技术的采样电容积分器的第二相位的示意图，图7是图解说明根据本发明的采样电容积分器的第一相位的示意图，图8是图解说明根据本发明的采样电容积分器的第二相位的示意图，图9是根据本发明的输入变换器在第一相位的实现的示意图，图10是根据本发明的输入变换器在第二相位的实现的示意图，图11是根据本发明的Δ- Σ模数转换器的实施例的示意图，图12是根据本发明的Δ- Σ模数转换器的优选实施例的示意图，图13是具有根据本发明的四个Δ- Σ转换器的助听器的示意图。
具体实施例方式图1示出了现有技术的Δ - Σ A/D转换器的方框示意图，该Δ - Σ A/D转换器包括输入端IN、减法运算器1、积分器2、比较器3、D触发器4、1位数模转换器5、时钟产生器 6和输出端OUT。施加到输入端IN的模拟信号被馈送至减法运算器1，在这里将来自1位 D/A转换器5的输出信号从输入信号中减去，从而产生误差信号。来自减法运算器1的差值信号被馈送至积分器2的输入，以便产生来自减法运算器1的差值信号的积分。来自积分器2的输出信号施加到比较器3的输入，用于当积分信号超过由比较器3设定的预定阈值限制时产生逻辑“1”电平，并且当自积分器2的输出信号降低至低于预定阈值时产生逻辑 “0”电平。然后，该逻辑信号馈送至触发器4的数据输入。时钟产生器6以这样一种方式控制触发器4，即来自比较器3的输出信号被及时量化并且与时钟信号同步，触发器4作用为锁存器(latch)，因此产生了表示输入信号的比特流。来自触发器4的输出的比特流在输出端OUT和至减法运算器1的1位D/A转换器5的输入之间被分离并且从输入信号中减掉。1位D/A转换器5将比特流中的逻辑1和0转换为相对输入信号的正电压或负电压，用于在减法运算器1中从输入信号中减去。这种布置本质上产生了反馈环路，从而使得比特流表示输入信号随时间的变化， 即当输入信号电平为零时，相等数目的数字1和0将出现在比特流中，每当输入信号变正时，比0更多的1将以与输入信号电平成比例的方式出现在比特流中，并且每当信号变负时，比1更多的0以与输入信号电平成比例的方式出现在比特流中。然后，可以将比特流转换为适当的数字格式，用于在数字域中的进一步处理。用于助听器的Δ- Σ A/D转换器设计应该具有小的噪声系数和低的电流消耗。然而，如果降低A/D转换器的输入放大器的电流消耗而不对设计做任何改变，则放大器的噪声系数将相应增大。该问题和可能的解决方案将在以下更详细地说明。图2示出了现有技术的Δ-Σ A/D转换器的更详细的示意图。该转换器包括输入 IN、第一电阻器Rl、第二电阻器R2、放大器A、电容器C、剩余环路滤波器RLF、D触发器DFF 和产生时钟信号的时钟产生器CLK。放大器A和电容器C形成了在图1中示出的转换器拓扑结构的积分器2，并且剩余环路滤波器RLF包括存在于二阶或高阶Σ转换器中的后续低通滤波器级。转换器在输入端IN接收电压U形式的模拟输入信号并且在输入端OUT给出表示数字输出信号Y的比特流。应该注意，转换器中的信号是时间连续的直到从触发器 DFF的输出Q产生比特流。放大器A和剩余环路滤波器RLF包括转换器的环路滤波器，并且环路滤波器的频率传递函数(即A和RLF的频率传递函数)决定了转换器抑制依赖频率的量化噪声的能力。 放大器A的增益还抑制来自RLF的噪声，因为滤波器RLF位于转换器的反馈环路中。在该讨论中，分别区分放大器和环路滤波器的原因是将来自放大器A的噪声贡献与反馈环路中的其他噪声源隔离。所有其他方面相同，因此放大器A的噪声水平构成了除量化噪声之外的转换器的主要噪声分量。这就是应该最小化来自该特定噪声源的贡献的原因，如在以上提到的。如果放大器A具有无限的增益，则放大器的输入端上的信号电平将为零。替代地， 可以假设A和RLF组合的总增益在整个转换器的期望频率宽带上足够大，使得转换器量化噪声被忽略。因此，给定输入电压U和得到的输出电压Y，图2中的完整转换器在理想情况下的传递函数H被估计为
权利要求
1.一种用于助听器的输入转换器，所述转换器包括第一电压变换器和德尔塔-西格玛类型的模数转换器，所述模数转换器具有输入级和输出级、自所述输入级的输出至所述输出级的输入的连接以及在所述输入级的输入和所述输出级的输出之间的反馈环路，所述输入级包括放大器和积分器，其中所述第一电压变换器具有一变换比例，使得它提供比输入电压大的输出电压，并且所述第一电压变换器被设置在所述输入级上游的所述输入转换器中。
2.根据权利要求1所述的输入转换器，其特征在于，在所述反馈环路中以如下方式设置第二电压变换器，即它提供比所述输入电压大的反馈电压。
3.根据权利要求1所述的输入转换器，其特征在于，所述第一电压变换器和所述第二电压变换器中的至少一个是开关电容式电压变换器。
4.根据权利要求3所述的输入转换器，其特征在于，所述第一电压变换器和所述第二电压变换器中的至少一个包括以并联配置方式充电并且以串联配置方式放电的至少两个电容器和控制所述电容器在相应配置中充电和放电的装置。
5.根据权利要求4所述的输入转换器，其特征在于，所述第一电压变换器和所述第二电压变换器中的至少一个由采样时钟产生器控制。
6.根据权利要求5所述的输入转换器，其特征在于，所述电压变换器中的至少一个由系统时钟产生器控制。
7.根据权利要求1所述的输入转换器，其特征在于，所述放大器包括单个放大半导体元件。
8.根据权利要求3所述的输入转换器，其特征在于，所述第一电压变换器和所述第二电压变换器的每一个输出电压均比相应的输入电压大。
9.一种在助听器中将模拟信号转换为数字信号的方法，所述助听器包括数字信号处理器、采样时钟产生器和系统时钟产生器，所述方法包括以下步骤变换输入信号电压，放大变换后的输入信号电压，对变换、放大后的电压积分，对放大、积分后的电压数字化，将数字化、积分后的电压变换为较高的电压，从变换后的输入电压中减去变换、数字化后的电压， 以及使用数字化、积分后的电压来产生数字输出比特流，所述数字输出比特流表示所述输入信号电压并且输出至所述助听器中的所述数字信号处理器的后续级。
10.根据权利要求9所述的方法，其中将所述输入信号电压变换为较高的电压的步骤包括以下步骤在来自所述采样时钟产生器的信号的第一相位，以并联配置方式将至少两个电容器充电至所述输入电压的瞬时值，并且在来自所述采样时钟产生器的信号的第二相位，以串联配置方式对所述至少两个电容器放电，由此将所述电容器的组合放电电压乘以电容器的数目。
11.根据权利要求9所述的方法，其中对放大、积分后的电压数字化的步骤包括以下步骤将放大、积分后的电压与预定电压进行比较并且根据放大、积分后的电压的值和来自所述系统时钟产生器的信号产生离散、逻辑信号。
12.根据权利要求9所述的方法，其中对数字化、积分后的信号电压进行变换的步骤包括以下步骤在来自所述采样时钟产生器的信号的第一相位，以并联配置方式将至少两个电容器充电至数字化、积分后的信号电压的瞬时值，并且在来自所述采样时钟产生器的信号的第二相位，以串联配置方式对所述至少两个电容器放电，由此将所述电容器的组合放电电压乘以电容器的数目。
13.根据权利要求12所述的方法，其中对数字化、积分后的信号电压进行变换的步骤包括以下步骤在来自所述采样时钟产生器的信号的第一相位对一个电容器充电，并且以如下方式施加数字化、积分后的信号电压和来自所述系统时钟产生器的信号，即要从变压后的输入电压中减去的变压、数字化后的电压的平均值等于零减去数字输出比特流的最大电压。
14.根据权利要求12所述的方法，其中对数字化、积分后的信号电压进行变换的步骤包括以下步骤在来自所述采样时钟产生器的信号的第一相位对一个电容器充电，并且以如下方式施加数字化、积分后的信号电压和来自所述系统时钟产生器的信号，即要从变换后的输入电压中减去的变压、数字化后的电压的平均值等于数字输出比特流的最大电压的 N倍，其中N是电容器的数目。
全文摘要
为了最小化助听器中的噪声和电流消耗，本发明公开了一种用于助听器的输入转换器，该输入转换器包括第一电压变换器和德尔塔-西格玛类型的模数转换器。该输入转换器的模数转换器具有输入级、输出级和反馈环路，并且输入级包括放大器(QA)和积分器(RLF)。第一电压变换器具有一变换比例，使得它提供了比输入电压更大的输出电压，并且第一电压变换器被放置在输入级上游的输入转换器中。具有一变换比例使得其提供比输入电压更大的输出电压的第二电压变换器(OT)可选地放置在转换器的反馈环路中。电压变换器(IT，OT)是开关电容式电压变换器，每个变换器(IT，OT)具有至少两个电容器(Ca，Cb，Cc，Cd)。本发明还提供了转换模拟信号的方法。
文档编号H04R25/00GK102415109SQ200980159064
公开日2012年4月11日 申请日期2009年4月30日 优先权日2009年4月30日
发明者N·O·努森 申请人:唯听助听器公司