专利名称：一种直流泄漏的处理方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线通信设备，特别涉及一种直流泄漏的处理装置。
背景技术：
现代的无线接收机，无论是收音机还是手机电视机，几乎无一例外的，我们看到的是一种被称作“超外差”式的电路结构微弱的高频无线电信号必须先通过一级或几级的混频电路，才能去掉其它信道的干扰并获得足够的增益，最终完成解调，取出所需的信息。每经过一次变频，信号的频率降低、幅度增大，而其它信道和频段的干扰则被逐步滤除掉。这种结构被普遍采用是有原因的。通常认为，天线接收到的信号频率很高而信道带宽又很小，如果要直接滤出所需信道，滤波器的Q值将是一个天文数字，再加上高频电路在增益、精度和稳定性等方面的问题，在高频直接对信号进行解调是不现实的，至少目前的技术水平还无法满足这一要求。使用混频器将高频信号搬到一个低得多的中频频率后再进行信道滤波、放大和解调解决了高频信号处理所遇到的困难，但是又引入了另一个严重的问题，这就是所谓的镜像频率干扰当两个信号的频率与本振(LO)信号频率差的绝对值相等但是符号相反，或者说它们在频率轴上对称地位于本振信号的两边，那么经过混频后这两个信号都将被搬移到同一个中频频率。如果其中一个是有用信号，另一个是干扰信号， 那么干扰信号所在的频率就称为镜像频率，这种经过混频后的干扰现象通常被称为镜频干扰。为了抑制镜频干扰，普遍采用的方法是利用天线后面的滤波器滤除镜像频率成份。但是同样地，由于该滤波器工作在高频，其滤波效果取决于镜频频率与信号频率之间的距离， 或者说取决于中频频率的高低。如果中频频率高，信号与镜频相距较远，那么镜频成份就受到较大的抑制；反之，如果中频频率较低，信号与镜频相隔不远，滤波的效果就较差。但另一方面，由于信道选择在中频进行，基于同样的理由，较高的中频频率对信道选择滤波器的要求也较高。于是镜频抑制与信道选择形成了一对矛盾，而中频频率的选择成为平衡这对矛盾的关键。在一些要求较高的应用中，常常使用两次或三次变频来取得更好的折衷。依靠考虑周到的中频频率选择和高品质的射频(镜像抑制)和中频(信道选择) 滤波器，一个精心设计的超外差接收机可以达到很高的灵敏度、选择性和动态范围，因此长久以来成为了事实上的唯一选择。有人对选择中频频率和滤波器的设计方式感到不满意。大约在超外差结构出现多年之后，有人提出了一种把本振频率设成与信号频率相同，将高频信号通过变频直接搬移到零频率的接收机结构。与超外差接收机相比，这种被称为直接变频(Direct-Conversion) 或零中频(ZIF，Zero-IF)的结构至少有两个优点(1)中频频率为零，不存在镜像干扰问题；( 信道选择在低频进行，只需要使用低通滤波器。然而，可能是遇到了多次的失败，我们的先驱们并没有实现零中频的理想，在很长的一段时期内，这种结构都无人问津。因为设计者需要尽量利用集成电路技术，将电路元件做在芯片内部，也就是提高电路的集成度。但是对于超外差接收机来说，至少有两个元件是到目前为止无法集成到芯片上去的，这就是它的镜频抑制滤波器和信道选择滤波器。不仅如此，为了提高选择性，信道选择还可能用到一些较为昂贵的器件如SAW(SurfaCe Acoustic Wave，声表面波)滤波器。这时，又有人想到了零中频接收机。我们已经知道，零中频接收机⑴不存在镜频问题；⑵只要用低通滤波器来选择信道，而低通滤波器的集成技术已经很成熟，即使集成有困难，也可以用廉价的电容和电感来实现。凭这两点，可以只用极少的片外元件而达到极高的集成度。3G、4G技术的引入，面对个人移动通信的汹涌浪潮，零中频结构魅力凸显，为此零中频架构设计又成为一个技术研究的课题，人们开始尝试将它用到手机中。零中频接收机的工作原理是把接收到的高频信号经过一对正交混频器 (Quadrature Mixer)变频后产生两个正交的零中频信号I和Q，这两个信号随后被低通滤波和限幅放大，然后I/Q分别被ADC(Anal0gue-t0-Digital Converter，模数转换器)采样变成数字信号，下变频后给基带处理。图1为接收机直流泄漏和镜像产生示意图，图中示意了零中频处理的原理(正交解调后分别采样)，如果《USB(或者G^sb)是我们希望得到的信号，I信道相对Q信道由于正交(90度偏移)，从而可以削除在ω，(或者处于的镜像。但是由于I/Q通道幅度不平衡和相位不平衡使得镜像无法有效削除，直流偏移的存在导致直流漂移严重，大量的研究和实践都显示直流泄漏(漂移)成为制约零中频接收机实用的一个难题。下面对直流漂移(DC Offset)进行说明。零中频结构最根本的问题在于信号一开始就被搬移到直流频段，虽然可以节省很多价格不菲的元件同时易于集成，但是信号还没来得及获得足够的增益就被很强的低频干扰和噪声“污染”了。一个最广为人知的问题是本振信号的泄漏所引起的直流漂移。由于在电路中总是存在一些寄生的元件，信号与信号之间不可能做到完全隔离，总有一部分信号会发生泄漏。在一个实际的无线接收机中，本振信号可以漏到混频器的射频信号输入端，进而通过隔离度有限的低噪声放大器到达接收天线。在这条通路上，一部分泄漏的信号会被反射回来而与接收的有用信号混杂在一起，并重新回到混频器的输入端，再经过频谱搬移出现在直流频段。这种泄漏后的本振信号与本振信号自身相混频的现象被称为“自混频”。 我们看到，由于零中频接收机的输入信号频率与本振信号频率相同，在混频器的中频输出端除了所需要的零中频信号之外，还混杂了一个不需要的直流分量或直流漂移。为了使混频电路具有一定的增益，本振信号的幅度或功率通常都会选得比较大，即使经过了泄漏和反射路径上的大幅衰减，最后所造成的直流漂移仍然可以轻易地淹没有用信号。自混频所引起的漂移并不是恒定不变的，接收机周围环境的变化会导致被反射回来的泄漏信号的大小发生起伏，表现为直流漂移的时变性。引起直流漂移的原因还有电路元件的不匹配性及其偶次非线性。泄漏的直流随着时间的推移强度和方向还处于漂移状态。为此，对直流漂移的消除成为工程技术人员一个亟需解决的问题。目前，通常的办法有3点第一数字信号处理。为了更加精确有效地消除直流漂移，在一些设计中采用了基带数字信号处理的办法，通过专门的算法对漂移量进行实时的测量和动态的补偿。例如在一个TDMA(Time Division Multiple Access，时分多址)系统中，接收机在工作间隙测量并存储直流漂移量作为参考，工作时再从信号中减去这个参考量。这种方法可以有效地去除各种直流漂移以及部分的低频噪声，但由于需要一个无输入信号时的参考漂移量，它在非分时系统中的应用较为困难。第二 系统设计能提供的帮助。对比寻呼和移动通信这两个系统，我们看到如果在系统设计时能够考虑在信号的中心频率附近预留一些带宽以方便消除直流漂移，将大大简化零中频接收机的设计。当然，这个要求对频谱资源极其宝贵的移动通信系统有些过分，但在无线局域网的标准(IEEE 802. Ila)和 TD-LTE (TD-SCDMA Long Term Evolution，TD-SCDMA 长期演进；TD-SCDMA =Time Division Synchronized Code Division Multiple Access，时分同步码分多址接入)中却成为了现实，频点的中心不传递载波信息。第三低中频接收机。接收机结构的改进与创新，无镜频干扰、无需高Q值中频滤波器，这是零中频接收机之所以具有吸引力的根本原因。为了既获取零中频优点，又避免中频的缺点现在又有所谓的低中频(Low IF)和类零中频的接收机结构。为了降低对中频滤波器的要求同时又尽量避免直流漂移和低频噪声的影响，可以考虑将中频选择在较低但非零的频率上，这就是所谓的低中频接收机。如前文所述，降低中频频率的直接后果是加大了镜像频率的抑制难度。利用高Q值的射频滤波器滤除镜频的做法显然有违设计者的初衷，同时也是不太实际的。因此低中频接收机普遍采用了正交的镜频抑制混频器和多相滤波器，这两者都是利用信号和镜像干扰经过混频之后存在的相位差异来区分信号和干扰的。镜频的抑制度对两条正交通路的幅度和相位匹配情况非常敏感， 这在一定程度上影响了接收机的性能；可见如果要想ZIF接收机技术被真正使用，ZIF接收机的直流泄漏是必须要解决的一个问题。通过数字处理的方法，在有限的硬件资源内完成DC0FFSET的修正成为业界一个研究的热点。现有技术的不足在于现有的接收机在采用ZIF方案时，由于无法很好的削除DC泄漏，并且DC泄漏方向和大小在时刻漂移，使得DC泄漏的削除变得更加复杂。例如TD-SCDMA如果采用小型基站采用ZIF接收机结构，零频附近的载波用户根本无法接入。TD-LTE虽然零频内15KHz没有信号，但是幅度高的直流泄漏导致系统在FFTO^ast Fourier Transform,快速傅立叶变换)定标时不得不散失信号的精度，例如TD-LTE系统采用 MIMO(Multiple Input Multiple Output，多入多出)在进行 SDM(Space Division Multiplex，空分复用)时系统指标会下降许多。所以系统在接收到信号时的首要任务就是要想办法削除DC泄漏，然而现有技术并没有方案来解决该问题。
发明内容
本发明所解决的技术问题在于提供了一种直流泄漏的处理方法及装置，用以削除零中频接收机中的直流泄漏。本发明实施例中提供了一种直流泄漏的处理方法，包括如下步骤获取一段时间内I路与Q路的接收信号；对该段时间内的I路与Q路信号幅度分别求取均值；将I路的均值作为I路的直流泄漏量，将Q路的均值作为Q路的直流泄漏量。
本发明实施例中提供了一种直流泄漏的处理装置，包括获取模块，用于获取一段时间内I路与Q路的接收信号；均值模块，用于对该段时间内的I路与Q路信号幅度分别求取均值；泄漏确定模块，用于将I路的均值作为I路的直流泄漏量，将Q路的均值作为Q路的直流泄漏量。本发明有益效果如下能够非常有效的削除直流信号的漂移，并且适用于TD-SCDMA和TD-LTE系统的接收机。
图1为背景技术中接收机直流泄漏和镜像产生示意图；图2为本发明实施例中零中频接收机示意图；图3为本发明实施例中直流泄漏的处理方法实施流程示意图；图4为本发明实施例中直流泄漏的处理装置结构示意图；图5为本发明实施例中有延时处理的后向信号缓存直流漂移削除装置结构示意图；图6为本发明实施例中无延时处理的前向信号缓存直流漂移削除装置结构示意图；图7为本发明实施例中一个单音信号在直流泄漏修正前后频谱对照图；图8为本发明实施例中一个TD信号在直流泄漏修正前后频谱对照图；图9为本发明实施例中TD-LTE信号在直流泄漏修正前后频谱对照图。
具体实施例方式发明人在发明过程中注意到为了使得ZIF接收机能够真正被系统采用，首先就需要分析一下ZIF接收机的镜像和直流泄漏产生的原因。图2为零中频接收机示意图，图2中LNA为低噪声放大器(Low Noise Amplifier)，DDC 为数字数据转换器(Digital Data Converter)，DPD 为数字预失真 (Digital PreDistortion)，图2中在进行ADC处理之前是零中频信号，i与q分别表示I/ Q信号，ZIF接收机的典型处理如图2示意为非理想的正交解调器接收到射频信号afe_rx (t)，在DPD反馈通道经ADC处理后， 进行ZIF直流偏移修正计算和修正之前，分别生成I/Q信号如下
权利要求
1.一种直流泄漏的处理方法，其特征在于，包括如下步骤 获取一段时间内I路与Q路的接收信号；对该段时间内的I路与Q路信号幅度分别求取均值； 将I路的均值作为I路的直流泄漏量，将Q路的均值作为Q路的直流泄漏量。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在获取一段时间内I路与Q路的接收信号时，按2的L幂次方的数据量统计I路与Q路的接收信号。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，在按2的L幂次方的数据量统计I路与Q路的接收信号时，采用先进先出FIFO寄存器来统计I路与Q路的接收信号的数据量。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，进一步包括用所述I路的直流泄漏量对I路上的采样信号作修正，用所述Q路的直流泄漏量对Q 路上的采样信号作修正。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，用所述I路的直流泄漏量对I路上的采样信号作修正，用所述Q路的直流泄漏量对Q路上的采样信号作修正，包括将I路的接收信号输入FIFO寄存器，将Q路的接收信号输入FIFO寄存器； 用输入FIFO寄存器的I路信号减去输出FIFO寄存器的信号，用输入FIFO寄存器的Q 路信号减去输出FIFO寄存器的信号；将I路相减后获得的信号累加，将Q路相减后获得的信号累加； 将I路累加的信号经截位运算处理后作为直流泄漏量，将Q路累加的信号经截位运算处理后作为直流泄漏量；用I路的直流泄漏量对I路输出FIFO寄存器的信号进行修正，用Q路的直流泄漏量对 Q路输出FIFO寄存器的信号进行修正。
6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，用所述I路的直流泄漏量对I路上的采样信号作修正，用所述Q路的直流泄漏量对Q路上的采样信号作修正，包括将I路的接收信号输入FIFO寄存器，将Q路的接收信号输入FIFO寄存器； 用输入FIFO寄存器的I路信号减去输出FIFO寄存器的信号，用输入FIFO寄存器的Q 路信号减去输出FIFO寄存器的信号；将I路相减后获得的信号累加，将Q路相减后获得的信号累加； 将I路累加的信号经截位运算处理后作为直流泄漏量，将Q路累加的信号经截位运算处理后作为直流泄漏量；用I路的直流泄漏量对I路的接收信号进行修正，用Q路的直流泄漏量对Q路的接收信号进行修正。
7.一种直流泄漏的处理装置，其特征在于，包括获取模块，用于获取一段时间内I路与Q路的接收信号； 均值模块，用于对该段时间内的I路与Q路信号幅度分别求取均值； 泄漏确定模块，用于将I路的均值作为I路的直流泄漏量，将Q路的均值作为Q路的直流泄漏量。
8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，均值模块进一步用于按2的L幂次方的数据量统计I路与Q路的接收信号。
9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，均值模块进一步用于在按2的L幂次方的数据量统计I路与Q路的接收信号时，采用FIFO寄存器来统计I路与Q路的接收信号的数据量。
10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，进一步包括修正模块，用于用所述I路的直流泄漏量对I路上的采样信号作修正，用所述Q路的直流泄漏量对Q路上的采样信号作修正。
11.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述均值模块为第一FIFO寄存器，所述修正模块包括第一加法器、第一累加器、第一截位运算器、第二加法器，其中第一 FIFO寄存器，输入端输入ADC采集的I路与Q路的第一信号，输出端输出第二信号；第一加法器，一端与第一 FIFO寄存器的输入端相连，一端与第一 FIFO寄存器的输出端相连，一端与第一累加器相连，在用第一信号减去第二信号得到第三信号后输入第一累加器；第一累加器，一端与第一加法器相连、一端与第一截位运算器相连，将第一加法器输入的第三信号累加后获得的第四信号输入第一截位运算器；第一截位运算器，一端与第一累加器相连、一端与第一截位运算器相连，一端与第一加法器相连，将第四信号进行截位运算处理后获得的直流泄漏量输入第二加法器；第二加法器，一端与第一截位运算器相连，一端与第一 FIFO寄存器的输出端相连，用第二信号减去直流泄漏量。
12.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述均值模块为第二FIFO寄存器，所述修正模块包括第三加法器、第二累加器、第二截位运算器、第四加法器，其中第二 FIFO寄存器，输入端输入ADC采集的I路与Q路的第一信号，输出端输出第二信号；第三加法器，一端与第二 FIFO寄存器的输入端相连，一端与第二 FIFO寄存器的输出端相连，一端与第二累加器相连，在用第一信号减去第二信号得到第三信号后输入第二累加器；第二累加器，一端与第三加法器相连、一端与第二截位运算器相连，将第三加法器输入的第三信号累加后获得的第四信号输入第二截位运算器；第二截位运算器，一端与第二累加器相连、一端与第四加法器相连，将第四信号进行截位运算处理后获得的直流泄漏量输入第四加法器；第四加法器，与第二截位运算器相连，用第一信号减去直流泄漏量。
全文摘要
本发明公开了一种直流泄漏的处理方法及装置，包括获取一段时间内I路与Q路的接收信号；对该段时间内的I路与Q路信号幅度分别求取均值；将I路的均值作为I路的直流泄漏量，将Q路的均值作为Q路的直流泄漏量。本发明能够非常有效的削除直流信号的漂移，并且适用于TD-SCDMA和TD-LTE系统的接收机。
文档编号H04B1/10GK102420620SQ201010294220
公开日2012年4月18日 申请日期2010年9月27日 优先权日2010年9月27日
发明者孙华荣, 段滔, 熊军, 范炬, 蔡宝忠, 马媛 申请人:大唐移动通信设备有限公司