光接收器及光传送系统的制作方法

专利名称：光接收器及光传送系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及光信息传送技术，更详细地讲，涉及适合接收通过光纤传送的多值光信息的光接收器及光传送系统。
背景技术：
近年来，能够通过一根光纤传送的信息量(传送容量)随着被复用的波长数的增加及光信号的调制速度的高速化而持续扩大。为了使通过光纤传送的信息量更大，需要研究信号调制方式，通过在有限的频带中塞入大量光信号来提高频带的利用效率。在无线通信领域中，通过多值调制技术能够进行频率利用效率超过10的高效率的传送。多值调制在光纤传送中有前途，以往进行了很多研究。例如，在非专利文献I中报告了进行4值相位调制的QPSK (Quadrature Phase Shift Keying),在非专利文献2中报 告了将4值的振幅调制和8值的相位调制组合而成的32值的振幅 相位调制。图I的(A) (D)是表示用于光传送的复数相位平面的说明和公知的各种调制方式的信号点配置的图，在复相位平面(或复平面，相位面，IQ平面)上描绘有各种光多值信号的信号点(识别时刻的光电场的复数显示)。图I的(A)是IQ平面上的信号点的说明图，各信号点能够通过复数正交坐标(IQ坐标)或由图示的振幅r (n)和相位(p (Il)表示的极坐标来显示。(B)是4值相位调制(QPSK)的信号点配置的例，用于多值信号的传送的4个理想信号点(符号)显示在复平面上。这些各理想信号点的振幅一定，相位角(p (n)配置在O、Ji/2、^!、一 /2的4个位置上。通过传送这4个符号中的一个符号，每I个符号能够传送2比特的信息(00、01、11、10)。另外，在使用光延迟检波直接接收(非相干接收)该信号的情况下，一般采用预先进行了差动预编码的差动4值相位调制(DQPSK)，但由于两者的信号点配置相同，因此在本说明书中不特意区分两者。(C)表示在无线中广泛使用的16值正交振幅调制(16QAM)。在16QAM中，理想信号点配置成栅格状，每一个符号能够传送4比特的信息。在图示的例中，用Q轴坐标表现了高位2比特(10xx、llxx、01xx、00xx)的值,用I轴坐标表现了低位2比特(xxlO、xxll、xxOl、xxOO)的值。已知该信号点配置能够使信号点间的距离变大，因此接收灵敏度高，并且已报告了在光通信中使用相干光接收器能够实现这种正交振幅调制。例如，在非专利文献3中报告了收发64QAM信号的实验例。另外，相干光接收器是为了检测光信号的相位角而使用配置在接收器内部的本振光源的方式。(D)是将2值振幅调制和8值相位调制重叠而成的16值振幅相位调制(16APSK)方式，16个信号点以振幅不同的2个同心圆状各配置了 8个。像这样研究着各种信号点配置的多值信号的利用。另一方面，为了扩大光传送容量，还研究了将各波长(信道)的调制速度高速化为IOGbit/秒 40Gbit/秒左右。但是，若将调制速度像这样进行高速化，则由于光纤所具有的波长分散及自相位调制效果等的非线性效果，传送品质大大劣化。在光传送的情况下，由于波长分散的影响，光传送距离剧减到信号比特率的平方分之一。因此，在IOGbit/秒以上的光传送中，在光信号接收端或光中继器中需要用于补偿在传送路中发生的波长分散的分散补偿器。例如，在40Gbit/秒的光传送中，对波长分散的承受力在通常分散光纤中仅是5km量左右，因此研究了通过配置在光信号接收端的可变波长分散补偿器，自动控制成信号品质的劣化最小的自适应补偿技术。但是，可变波长分散补偿器在装置的尺寸、复杂度、成本、控制速度等方面还有很多应解决的问题。近年来，研究了在光信号接收机的电气电路部中配置了前馈均衡电路(FFE )或判决反馈均衡电路(DFE )等的电气的自适应均衡电路的结构、及通过最大似然序列 估计电路(MLSE)估计接收符号的电域补偿技术。但是，以往技术的电域中的波长分散补偿仅是对接收光波形的眼状开口进行整形的不完整的补偿。因此，补偿效果也是将接收器的波长分散承受力实际上扩大到I. 5 2倍，例如，在40Gbit/秒的通常的光纤传送中将传送距离延长至IOkm的程度，是不充分的效果。作为能够解决上述问题的技术之一，例如有非专利文献4中报告的相干光电场接收系统(第I技术例)。另一方面，有以前我们提出的利用直接检波的相位预积分型光多值信号传送系统(第2技术例)。本方式是不利用相干检波而实现光多值收发器小型且低成本 低耗电的技术，其细节记载在专利文献I中。此外，在作为第3技术例的专利文献2中，我们自己提出了利用延迟检波具有波长分散补偿功能的光电场接收器的结构。现有技术文献专利文献专利文献I :国际公开2009/060920号公报专利文献2 :国际公开2007/132503号公报非专利文献非专利文献I :R. A. Griffin, et. Al,“ 10Gb/s Optical Differential QuadraturePhase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration, ”，0FC2002,paper PD 一 FD6,2002非专利文献2 N. Kikuchi，K. Mandai，K. Sekine and S. Sasaki，“Firstexperimental demonstration of single — polarization50 — Gbit/s32 — level (QASKand8 — DPSK)incoherent optical multilevel transmission，，，in Proc. Optical FiberCommunication Conf. (0FC/NF0EC)，Anaheim，CA，Mar. 2007, PDP21.非专利文献3 :J. Hongou, K. Kasai, M. Yoshida and M. Nakazawa，“ IGsymbol/s，64QAM Coherent Optical Transmission overl50km with a Spectral Efficiencyof3Bit/s/Hz，，，，in Proc. Optical Fiber Communication Conf. (0FC/NF0FEC)，Anaheim，CA, Mar. 2007, paper 0MP3.非专利文献4 :M. G. Taylor，“Coherent detection method using DSP todemodulate signal and for subsequent equalization of propagation impairments，，，，paper We4. P. 111，EC0C2003，200
发明内容
发明要解决的问题首先对上述第I 第3技术例分别说明概要，说明问题。图2是作为第I技术例的偏振分集型相干光电场接收器的结构图。偏振分集型相干光电场接收器将光信号的两个偏振波的信息同时接收。在光纤传送路中传送的输入光信号1101通过偏振波分尚电路1102 — I分尚为水平(S)偏振波成分1105和垂直(P)偏振波成分1106。被分尚的S偏振波成分1105以及P偏振波成分1106分别输入至相干光电场接收器1100 — I以及相干光电场接收器1100 — 2。在相干光电场接收器1100 — I中，作为光相位的基准,使用与输入光信号1101大致相同的波长的本振激光光源1103。从本振激光光源1103输出的本振光1104 — I通过偏振波分尚电路1102 — 2分尚为两个本振光1104 — 2和本振光1104 — 3。被分尚的本振·光1104 — 2以及本振光1104 — 3分别输入至相干光电场接收器1100 — I以及相干光电场接收器1100 — 2。在相干光电场接收器1100 — I中，光相位分集电路1107将被输入的光多值信号的S偏振波成分1105以及本振光1104 — 2合成。光相位分集电路1107生成从合成的本振光1104 — 2和光多值信号的S偏振波成分1105的同相成分取出的I (同相)成分输出光1108、以及从合成的本振光1104 — 2和光多值信号的S偏振波成分1105的正交成分取出的Q (正交)成分输出光1109。所生成的I成分输出光1108以及Q成分输出光分别被平衡型光接收器1110 - I以及1110 — 2接收。被接收的I成分输出光1108以及Q成分输出光变换为电信号。并且，变换后的两个电信号分别被A/D变换器1111 一 I以及1111 一2进行时间采样，生成数字化的输出信号1112 - I以及1112 - 2。在以下的说明中，如图I的(A)所示，接收到的输入光信号1101的光电场记为r (n) exp (jtp (n))。这里,假设本振光1104 — 2以及本振光1104 — 3的光电场为I(本来包含光频率成分，但省略)。此外，r是光电场的振幅，<p是光电场的相位，n是采样时亥IJ。本振光1104实际上包含随机的相位噪声以及与信号光的微小的差频成分等，但相位噪声以及差频成分是在时间上缓慢的相位旋转，通过数字信号处理被除去，因此忽视。平衡型光检测器1110 — I以及平衡型光检测器1110 — 2使用本振光1104 — 2对输入的输入光信号1101进行零差检波,分别输出以本振光为基准的输入光信号1101的光电场的同相成分以及正交成分。因而，A/D变换器1111 — I的输出信号1112 — I表不为I (n) =r (n)cos (tp (n) )，A/D变换器1111 — 2的输出信号1112 — 2表示为Q (n)=r (n) sin ((p (n))。但是，为了将数式简略化，变换效率等的常数全部设为“I”。相干光电场接收器中，能够从接收到的输入光信号1101容易得到由光电场r (n) exp ((p (n))表示的全部的信息(这里为I成分以及Q成分)，因此能够进行多值光信号接收。数字运算电路1113是复数电场运算电路，通过提供光信号在传送中受到的线性劣化(例如，波长分散等)的逆函数，能够将线性劣化等的影响几乎完全抵消。此外，根据需要进行时钟提取以及再采样等的处理，输出处理后的光电场信号的同相成分1114 一 I以及光电场信号的正交成分1114 — 2。
相干光电场接收器1100 - I如上所述能够得到接收到的输入光信号1101的一个偏振波成分(例如，S偏振波成分)的电场信息,但由于光信号的偏振状态在光纤传送中变动，所以还需要接收P偏振波成分。因此，相干光电场接收器1100 - 2同样接收输入光信号1101的P偏振波成分,将接收到的P偏振波成分的电场信息作为光电场信号1114 一 3以及光电场信号1114 一 4输出。数字运算 符号判断电路1115对从数字运算电路1113输出的各偏振波的I成分以及Q成分进行光信号的偏振状态的变换(例如，从直线偏振波向圆偏振波的变换)而消除偏振状态的变动。接着，数字运算 符号判断电路1115例如通过与图I的(C)所示的信号点配置进行比较，高精度地判断传送了哪个符号。判断结果作为多值数字信号1116被输出。若使用上述的相干光电场接收器，则能够得到接收信号的全部的电场信息，在复杂的多值信号的情况下也能够接收。特别是，相干光电场接收器通过数字运算电路1113使用光纤传送路的传递函数的逆函数对输入信号进行修正处理，具有在理论上能够完全补偿由波长分散等造成的线性劣化的优点。但是，相干电场接收器为了接收两个偏振波成分，需要两个接收器，或者在接收器的内部需要作为额外的激光光源的本振光源，存在收发器的 尺寸、成本、消耗电力变大等的问题。另一方面，图3是第2技术例，是以前我们提出的使用直接检波的相位预积分型光多值信号传送系统的结构图。本方式不使用相干检波，而实现光多值收发器小型且低成本 低消耗电力。在相位预累计型光电场发送器1200的内部，从激光光源1210输出的无调制的激光输入至光电场调制器1211，实施了希望的电场调制而得到的发送光多值信号1213从输出光纤1212输出。应传送的二值数字信息信号1201在多值符号化电路1202的内部变换为复数多值信息信号1203。本信号是在二维IQ平面上表现为(i，q)的数字电气多值信号，每隔时间间隔T (=符号时间)输出其的实部i和虚部q。在本例中，作为复数多值信息信号1203的一例，设为使用16QAM信号的信号。本信号输入至相位预累计部1204，在内部仅将其相位成分以时间间隔T在数字上累计，变换为相位预累计复数多值信息信号1205。这里，若将所输入的复数多值信息信号1203Ei (n) =(i (n)，q (n))在复平面上变换为极坐标，则例如能够记为Ei (n) =i (n)十jq (n) =i (n) exp (jcp(n) Kj是虚数单位)。这里，n是数字信号的符号号码，r (n)是数字信号的符号振幅，(p (n)是相位角。此时输出的相位预累计信号同样在极坐标上记为Eo (n) =V (n) +jq, (n) =r (n) exp (j0 (n) ) =r (n) exp CjHcp Cn))。此时e (n)是输出信号的相位角,E(P (11〕是将过去的相位角(P (I) .... (P (n)按每一时间T进行累积相加而得到的值。其输出信号再次变换到正交坐标系之后，作为相位预累计复数多值信息信号1205输出。通过相位的预累计运算，成为与原来的16QAM信号大为不同的同心圆上的信号点配置。本信号输入至米样速度变换电路1206,被补充为米样速度成为2个样本/符号以上。然后，由预均衡电路1207对相位预累计复数多值信息信号施加在光传送路1214等中产生的劣化的逆函数，然后，分离为实部i”、虚部q”后分别在DA变换器1208 — 1,1208 一2中变换为高速模拟信号。这两个模拟信号由驱动电路1209 - 1,1209 一 2放大之后，输入至光电场调制器1211的I、Q两个调制端子。由此能够生成在光电场的同相成分I和正交成分Q中具有予相位累计信号(i”(n)，q”(n))的发送光多值信号1213。另外，发送光多值信号213的光电场是(i”(n) + jq” (n)) exp (j w (n)), w (n)是激光光源210的光角频率。即发送光多值信号213是消除光频率成分后的均衡低域近似，与(i”(n)，q” (n 相等。发送光多值信号1213在光纤传送路1214中被传送，因光纤的波长分散等而受到传送劣化，并且由光放大器放大，作为接收光多值信号1215输入至非相干光电场接收器1220。这些传送劣化在预均衡电路1207中与预先施加的逆函数相互抵消，因此接收信号的光电场与相位预累计复数多值信息信号1205相等。接收光多值信号1215通过非相干光电场接收器前端的内部的光分支电路1222分支为3个光信号路径，输入至第一光延迟检波器1223 - I、第二光延迟检波器1223 — 2以及光强度检测器1225。第一光延迟检波器1223 - I被设定为两个路径的一方的延迟时间 Td与所接收的光多值信息信号的符号时间T大致相等，并且，两路径的光相位差为O。此外，第二光延迟检波器1223 — 2被设定为两个路径的一方具有延迟时间Td = T，两路径的光相位差为/2。第一、第二光延迟检波器1223 - 1,1223 一 2这两个的输出光分别在平衡型光检测器1224 - I、1224 - 2中变换为电信号，然后分别在A/D变换器1226 — I、1226 —2中变换为数字信号dl (n)、dQ (n)。此外，对输入光的光强度进行检测的光强度检测器1225的输出电信号也在A/D变换器1226 — 3中变换为数字信号P (n)。然后，数字信号dl (n)、dQ (n)输入至逆正切运算电路1227。这里，进行将dl (n)作为X成分、将dQ (n)作为Y成分的二自变量的逆正切运算，计算其相位角。若将接收光多值信号1215的光电场记为r (n)exp (j 0 (n)),则根据光延迟检波的原理,写成dl (n)ocT (n)r (n — Dcos (A 9 (n)),dQ (H)ocT (n)r (n — l)sin (A 9 (n))。这里，A0 (n)是接收的第n个光电场符号相对于紧前的符号的相位差(0 (n) — 0 (n — I))。dl (n)、dQ (n)分别是A 0 (n)的正弦以及余弦成分，因此能够在逆正切运算电路227中进行4象限的逆正切(逆Tangent)运算而计算A 0 (n)。另夕卜，在本结构中，如上所述在发送侧进行相位预累计，因此接收光电场信号的相位角0 (n) =Etp Cn)。因此，逆正切电路1227的输出信号为A0 (n) =S(p (n) — I(p (n—I) =(p (n)，能够提取原来的复数多值信息信号1203的相位成分(t) O另一方面，光强度检测器的输出信号P输入至平方根电路1228，能够将原来的电场振幅r (n) = sqrt (P (n))作为输出而得到。因此，若将得到的振幅成分r (n)和相位成分(p (H)输入至正交坐标变换电路1229，则作为解调接收电场而得到正交坐标表现的(i，q) =r (n) exp (jcp (n))。这是与原来的复数多值信息信号1203相同的信号点配置。因此若将该信号输入至使用了欧几里德距离的符号判断电路1221并进行符号判断，则能够再现多值符号序列1230。图4是第3技术例的结构例。输入光多值信号1215在光分支电路1222中被分支为两个光信号，第一、第二光信号分别输入至光延迟检波器1240 — I (相位差设定为O)、1240 - 2 (相位差设定为/2)。光延迟检波器1240 — I、1240 — 2的输出在光平衡型接收器1224 (1224 — I、1224 — 2)中变换为电信号x、y，经由A/D变换器1226 (1226 — 1、1226 - 2)、延迟调整电路1242 (1242 — 1,1242 一 2)供给至电场运算部1244。图中，光延迟检波器1240的延迟量是T/2 (符号时间T)，本延迟干涉计将在时刻t接收到的光信号和时刻t - T/2前的光信号进行干涉而输出。本技术例中要每隔第2技术例的情况的一半的时间间隔T/2求出光电场，基于奈奎斯特定理在接收器内再现光电场信息，并进行波长分散补偿。以下，若将A/D变换器1241 — 1、1241 — 2的采样间隔设为T/2，则接收光的光电场是r (n) exp (cp (n))，因此电接收信号X1243 — I、yl243 — 2分别表示为r (n) r (n—I) cos (Acp (n) )、r (n) r (n—I) sin (A(p(n))(量化效率等的常数省略)。另外,A(p (n) =(p (n) —(p (n—I)。因此，由逆正切运算电路1227进行信号X、y的逆正切(ArcTan)运算，从而能够运算差动相位A(P (n)。将它在延迟加法电路1116中按每个样本逐次累积相加，由此作为再现光电场1249 — 2而能够计算出接收光电场的相位成分cp (n)。
另一方面，在本例中，接收光电场的振幅信息也根据电接收信号X1243 — I、yl243 — 2来计算出。即，若将两者输入至平方距离运算电路1245、求出两者的平方和的平方根，则运算结果1248 — I为r (n)r (n — I)。若假设紧前的接收符号的电场r (n —I)已知，则通过用运算结果1248 - I除以紧前的接收符号的电场r (n 一 1)，能够计算出r (n)。即通过将运算结果1248 — I输入至延迟除算电路1247，能够求出接收光电场的振幅部r (n)，作为再现光信号1249 — I。若将这些组合则能够再现接收光电场，因此在上述处理中在I个符号时间中能够得到至少2点的光电场的样本点，满足奈奎斯特采样频率，能够取得光电场的全部的信息。这样，能够将通过光纤传送而劣化的电场波形在数字上再现，因此若将该光电场信息输入至电场补偿电路1250而运算传送路的逆传递函数，则能够将在传送路中产生的全部的线性传送劣化完全修正。其结果，能够实现波长分散补偿等的功能。本发明的第一目的是提供一种通过接收器内部的信号处理能够进行波长分散等的传送路的线性劣化的补偿、并且构造简单而能够利用任意的光多值信号的实用的光接收器。作为第I技术例的在图2中说明的相干光电场接收器例如或许能够利用任意的光多值信号，并且如上所述通过接收器内部的信号处理能够进行传送劣化的补偿，但在接收器内部需要本振光源，并且由于具有偏振波依存性而需要采用分集结构等，导致接收器的尺寸或成本上升。此外，作为第2技术例的在图3中说明的相位预积分型光多值光接收器中，不进行相干接收，因此构造简单，并且通过相位预积分处理能够利用任意的光多值信号。但是，在一般使用延迟检波的光多值接收器中，无法知道光电场的绝对相位，在接收器内部不能直接得到光电场信息，因此难以实现波长分散补偿等的传送路的线性劣化的补偿。另一方面，在作为第3技术例的图4中示出了使用光延迟检波计算光电场的全部信息、还能够适用于多值传送的光电场接收器的例子。但是，本方式中也存在以下的问题。第一，在接收信号的振幅大致成为零的情况下(在成为零的点进行了采样的情况下)，存在光信号的相位信息的连续性消失的问题。即，若因噪声的影响或波形的变化等而振幅r (n)只要有一次为零，则其前后的光延迟检波器的输出会成为零，导致以后的全部的光电场的相位不稳定。因而，非相干电场再现方式中还有“在接收到的光电场的振幅大致为零的情况下，光电场的再现变得困难”的问题。特别是，在第3技术例中为了实现波长分散的补偿，需要将延迟检波器的延迟量设为符号时间的1/2，在I个符号中进行2次光电场测定，因此存在与第2技术例的情况相比更容易产生零命中(zero hit)的问题。即，被多值调制的光信号尤其在状态转移的符号边界上电场有可能通过零附近，因此若对I个符号进行两次采样，则容易产生零命中。为了避免该问题，记述有在波形的肩部分对光电场进行采样的方法，但需要将采样定时错开的处理，并且在波形的变形大等情况下即使是波形的肩也残留有引起零命中的可能性。第二，有相位误差累积的问题。在第3技术例中，持续累计在接收器内检测到的相位差A(p，因此若误差或噪声混入，则累计的相位(p的误差也被累计。在本例中，为了进行波长分散的补偿，一个符号中进行两次相位累计，因此存在误差容易累积、难以进行正确的光电场的检测的问题。因此，本发明的第二目的是解决第3技术例中的上述两个问题，使得在延迟检波 方式中也能够更好地避开零命中的影响而稳定地并且简单地进行波长分散补偿的补偿。用于解决问题的手段上述问题能够通过如下方式来解决，即通过具有与符号时间Ts大致一致的延迟量T的耦合型光延迟检波接收器，以数字方式检测接收信号的差动相位，将其按每一个符号累计并与光振幅信息合成而再现光电场信号之后，输入至传送劣化均衡器，进行传送劣化的均衡。在本发明中，按每个符号计算光电场，因此使传送劣化均衡器的均衡时间间隔与符号时间Ts大致一致是最有效的。此外，以进行相位累计的定时与接收到的光信号的符号中央时刻大致一致的方式，具体而言使用重定时电路进行接收信号的重定时和采样速度变换处理，变换为使采样时刻与接收符号的中央时刻大致一致并且采样时间与上述符号时间Ts —致的数字样本列之后进行波长分散(色散)补偿，从而能够得到更大的补偿效果。或者，也可以是，具备时钟提取电路，使模数变换器的采样定时与符号中央时刻大致一致。此外，也可以是，在光电场接收器内具备相位起伏除去电路，将光电场信号输入至上述的相位起伏除去电路，除去相位起伏。或者，也可以是，具备延迟量与上述符号时间一致的电相位差动检波电路，通过数字数值运算对所输入的光电场信号整体或仅对其相位成分实施延迟检波或差动检波。光电场振幅的提取，使用光强度接收器、模数变换器以及平方根运算电路对接收信号序列进行平方根运算来计算即可。上述波形劣化均衡电路可以作为对波形劣化自动进行修正的自适应均衡电路，或作为具有波长分散的逆传递特性的数字滤波器来实现。特别是，优选在利用平衡型接收器时输出信号的直流偏置消失的情况下，根据补偿量对偏置信号进行加法修正。进而，为了提高补偿精度，可以考虑在接收器的模数变换器后插入带宽为l/(2Ts)以上且1/Ts以下的窄带奈奎斯特滤波器的结构。此外，特别优选的是以下结构在具备光电场发送器、光纤传送路以及光电场接收器的光传送系统中，上述光电场发送器中具备带宽为I/ (2Ts)以上且1/Ts以下的窄带奈奎斯特滤波器，将生成的光电场信号的带宽预先在电域中窄带化而输出。这样的数字或模拟电滤波器也可以均衡地置换为频带全宽为1/Ts以上且2/Ts以下的光窄带滤波器，插入到光发送器或光接收器或光传送路的中途而进行窄带化。此外，在传送系统中，光电场发送器包含相位预累计电路，预先将应传送的光信号的相位按上述符号时间进行累计，从而能够进行延迟检波接收，提高实用性。此外，通过在光电场发送器内部进行波长分散的预均衡，能够进行实用的长距离传送。根据本发明的第一解决手段，提供一种光接收器，具备具有与接收的光信号的符号时间大致一致的延迟量的耦合型光延迟检波接收器、模数变换器、差动相位计算电路、相位累计电路、提取上述光信号的振幅成分的光振幅检测部、光电场信号再现电路、以及对传送路上的传送劣化进行补偿的传送劣化均衡器，并且接收作为预先设定的符号时间的2值 以上的光调制信号的上述光信号，上述耦合型光延迟检波接收器具有与接收到的光信号的符号时间大致一致的延迟量，对接收到的该光信号进行检波并输出，上述模数变换器将上述耦合型光延迟检波器的输出信号变换为数字信号，上述差动相位计算电路输入该数字信号，大致按每符号时间计算与紧前的符号时间的上述光信号之间的差动相位，上述相位累计电路输入所计算出的差动相位，按接收信号的每符号时间进行累计并计算相位信息，上述光振幅检测部提取接收到的光信号的振幅成分，上述光电场信号再现电路将计算出的相位信息和由上述光振幅检测部得到的光振幅信息组合而再现光电场信号，上述传送劣化均衡器输入所再现的光电场信号，进行传送劣化的均衡。根据本发明的第二解决手段，提供一种光传送系统，具备光发送器，生成利用信息信号调制的光信号；以及上述光接收器，通过上述光接收器接收从上述光发送器输出并在光纤传送路上传送后的光信号，变换为信息信号并输出。发明效果根据本发明，能够提供通过接收器内部的信号处理能够进行波长分散等的传送路的线性劣化的补偿、并且构造简单而能够利用任意的光多值信号的实用的光接收器。此外，根据本发明，能够解决第3技术例中的上述两个问题，在延迟检波方式中能够更好地避免零命中的影响而稳定地且简易地进行波长分散的补偿。


图I是能够适用于光传送的调制方式和信号点配置的说明图，振幅和相位的定義(A)、4值相位调制(QPSK) (B)、16值正交振幅调制(16QAM) (0,16值振幅相位调制(16APSK) (D)的例子。图2是表示以往的相干光电场接收器的一例的结构图。图3是表示以往的使用直接检波的光多值传送系统的一例的结构图。
图4是表示以往的使用直接检波的光电场接收器的一例的结构图。图5是表示本发明的光电场接收器的第I实施例的结构图。图6是第I实施例的接收电信号(A)和再现电场信号(B)的采样定时的说明图。图7是以往的使用直接检波的光多值接收器的、IOG符号/秒8QAM信号的光纤传送前(波长分散Ops/nm)的信号点配置(A)、SMF60km传送后(波长分散680ps/nm)的信号点配置(B)、以及SMF120km传送后(波长分散1360ps/nm)的信号点配置(C)的计算例。图8是本发明的光电场接收器的、IOG符号/秒8QAM信号的SMF60km传送后+有分散补偿的信号点配置(A)、SMF60km传送后+分散补偿+偏置补偿时的信号点配置(B)、SMF60km传送后+窄带化+分散补偿时的信号点配置(C)的例子。图9是本发明的电场补偿电路的例子(FIR滤波器)(A)和电场补偿电路的例子(查 找表)(B)。图10是本发明的接收光电场的频谱(A)、l个样本/符号的差动光电场的频谱(B)、l个样本/符号的再现光电场的频谱(C)、频带扩大后的再现光电场频谱(D)的说明图。图11是表示本发明的光电场接收器的第2实施例的结构图。图12是本发明的第2实施例的分散补偿表的构成例。图13是表示本发明的光电场接收器的第3实施例的结构图。图14是本发明的光传送系统的第4实施例的结构图。图15是表示本发明的光传送系统的第5实施例的结构图。图16是具有窄带滤波器的光接收器的结构例。
具体实施例方式以下，参照

本发明的几个实施例。另外，在各图的结构中，关于与上述的第I 第3技术例对应的结构，各标记的下3位相同。另外，例如采样间隔不同、电路规模不同等并不一定限于相同。实施例I图5是本发明的第I实施例的结构图，表不光电场接收器(光接收器)300的结构。接收光多值信号215通过光分支器222分支为3个光信号路径,输入至第一光延迟检波器223 - I、第二光延迟检波器223 - 2以及光强度接收器225。接收光多值信号215是预先决定的符号时间的2值以上的光调制信号，由光发送器发送，经由光纤传送路被接收。第一光延迟检波器223 - I被设定为内部的2个光路径的延迟时间差T与接收的光多值信息信号的符号时间Ts大致相等，并且两路径的光相位差为O。此外，第二光延迟检波器223 — 2被设定为内部的2个光路径的延迟时间差T与Ts大致相等，并且两路径的光相位差为/2。第一、第二光延迟检波器223 - 1,223 一 2的输出光分别通过平衡型光接收器224 - 1,224 - 2变换为电信号，然后分别通过模数变换器226 — 1,226 一 2变换为高速数字信号dl (n)、dQ (n)。在本例中，模数变换器的采样速度被设定为符号速度的2倍(=2/Ts)。此外，光强度接收器135的输出电信号也通过模数变换器226 — 3变换为数字信号P (n)0然后，数字信号dl (n)、dQ (n)、P (n)输入至重定时 下采样电路301 — I、301 — 2、301 — 3,与定时提取同时以仅取出符号中央时刻的样本的方式被下米样。图6表不第一实施例中的接收电信号(A)和再现电场信号(B)的米样定时的状况。(A)是模数变换器226 - 1、226 — 2,226 一 3进行采样的dI、dQ、P信号及其采样点(白圈)的位置关系。虚线是符号边界，3个模数变换器分别在各符号中各两次以相互相同的定时(白圈的时刻)对输入波形进行模数变换而作为数字数据来输出，但该定时不一定必须与符号边界同步。在本例中，图示为采样频率正好是符号速度的2倍，但这也可以有若干偏差。原则上A/D变换器的采样速度只要是输入信号的频带的2倍以上则满足奈奎斯特定理，能够进行任意的时刻的重定时处理。如果连该条件也满足，则若干低于符号速度的2倍(2/Ts)也可以。重定时 下采样电路301 - 1,301 - 2,301 一 3被输入上述数字信号，分别在内部进行波形的转变定时的提取，将采样速度减小为采样定时正好成为各符号的中央时刻来输出。这样的数字时钟提取电路广泛利用于数字无线信号处理等中，若具有相同的功能，则使用任何算法都可以。这样的处理例如能够通过如下处理来实现，即首先将输入数字信号的一部分进行分离，取其绝对值之后进行高速傅立叶变换(FFT)而变换到频域，提取与符号速度相同的时钟成分，将各频率成分的相位偏移与时钟成分的相位偏差量相当的量之后进行逆傅立叶变换，并仅提取奇数(或偶数)的符号中央时刻的采样点(黑圈)。此外，时钟提取处理不一定需要按重定时 下采样电路301 - 1,301 - 2,301 一 3独立进行，在3个的信号的路径长度设定为相同的情况等，也可以基于由一个电路提取的共同的时钟相位来进行·相位移位 下采样处理。接着，图5中将重定时后的dl成分MQ成分输入至逆正切运算电路227，计算差动相位A(p (n)。另外，通过进行上述重定时 下采样处理，所输入的样本时刻与多值信号的符号中央一致，因此与上述第3技术例相比远远难以产生零命中。差动相位Atp (n)输入至其后的相位累计电路302，按每个符号各累计一次(时间间隔Ts)，计算出绝对相位(p (n)。另一方面，从重定时 下采样电路301 - 3输出的强度成分输入至平方根电路228，变换为振幅成分。另外，在有光噪声的混入或DC电平的变动的情况下，也可以根据需要进行直流偏置成分的修正之后进行平方运算。如上述那样得到的绝对相位成分(p (n)和振幅成分r (n)(图6 (B))输入至正交坐标变换电路229，从极坐标变换为正交坐标而再现光电场。再现的光电场以采样间隔Ts(与符号速度相同)成为具有与接收信号相同的相位成分q> (n)和振幅成分r (n)的数字信号。在本例中，针对再现电场信号，使用补偿间隔T的电场补偿电路231施加传送路的波长分散的逆函数而补偿线性劣化，然后通过电相位差动检波电路232再次仅对多值信号的相位成分进行差动检波之后进行多值判断处理，得到数字信息信号230。另外，如上所述，本实施例中能够进行与相干光接收器相同的传送路的线性劣化的补偿，但由于在补偿时刻，光电场的采样速度与符号速度Ts相同而低下，因此补偿性能是有限的。具体而言，能够补偿光电场信号的频带中的±1/ (2T)以内的成分。即使是如上所述的有限的补偿能力，在多值信号的光纤传送中也有可能能够得到充分的劣化补偿效果。图7 (A)及(B)是将IOG符号/秒、8QAM信号通过以往的使用了直接检波的光多值接收器来接收时的、光纤传送前的信号点配置(A)和SMF60km传送后的信号点配置(B)。另外，关于图7 (C)在后面进行叙述。本例是使用图3所示的第2技术例利用相位预积分技术对作为8值的多值调制信号的8QAM调制进行调制解调的例子，假设没有光噪声的影响，利用数值模拟来计算再现光电场的状况。第2技术例的方法中，如没有传送路的线性劣化之一的波长分散的情况(A)那样，能够将具有8个信号点的8QAM信号完全再现，但在将通常分散光纤(SMF) 60km传送并施加680ps/nm的波长分散的(B)的例子中,信号点分布大为扩散，变化为与作为原来的信号点配置的(A)大为不同的配置。其结果，变得难以辨别信号点，并且难以承受噪声的影响，产生较大的传送劣化。相对于此，图8 (A)是本实施例的光电场接收器中的SMF60km传送后+有分散补偿的信号点配置。本例中使用图5所示的本实施例的结构，在补偿间隔T的电场补偿电路231中施加具有逆符号的一 680ps/nm的波长分散，由此进行基于数字信号处理的波长分散补偿。其结果可知，接收信号从图7 (B)大幅改善，8个信号点被完全分离。另外，尽管如此，与图7 (A)相比各信号点的分布增大，认为这是由于如上述那样补偿频带限定为±1/(2T)以内而产生的补偿的不完全性引起的。另外，如本例那样在接收器内使用相位累计电路302进行光电场的再现的情况下，有时累计的初始相位不稳定，或者各光检测器的误差或热噪声等被累积而产生多余的相位误差。对此，在本例中，由电场补偿电路231进行补偿的传送路的波长分散的逆传递函 数由于不依赖于电场信号的初始相位，在波长分散的补偿量较小的情况下仅受来自邻接或附近的符号的影响，因此误差的累积较小，能够没有特别问题地进行补偿。这样的初始相位的不定性或相位起伏的增加，使后续的值信号的检波也变得困难，但本例中通过电相位差动检波 判断电路232仅将多值信号的相位成分以紧前的符号为基准进行差动检波之后进行多值判断处理，由此回避其影响。即，由于相位累计电路302仅将相位成分按每个符号进行累计，因此在电场补偿后，通过再次仅对相位成分进行差分运算，来恢复原来的多值信号。另外，多值信号的解调法不限于本方法，也可以如后述那样将相位起伏除去之后进行多值判断，也可以使用目前提出的各种相位起伏的较大的信号的检测法，如将振幅成分包括在内进行延迟检波而进行MLSE (最优序列推定)等。本例的补偿间隔T的电场补偿电路231中，仅示出了波长分散的补偿，但原则上只要是线性的传送劣化就能够均衡，例如能够修正光调制器 解调器的符号间干涉、传送路的偏振波模式分散、光滤波器或电滤波器的频带劣化等。它们的一部分如果有相位的不定性则难以进行补偿，但通过并用后述的相位起伏的除去的处理等，能够实现补偿。上述第3技术例中，电场补偿电路1250以补偿间隔T/2动作，对电路规模而言，以补偿间隔T动作的本实施方式更小。图9是本实施例中的电场补偿电路231的结构例，表示FIR滤波器(A)和查找表
(B)的各实现例。图9 (A)中，输入至电场补偿电路231的输入复数电场信号序列311是每一个符号各具有一个采样点的复数数字信号。在其内部，由具有I个样本的延迟时间的延迟电路313、复数抽头乘法电路314和复数加法电路315构成梯型滤波器，在各样本时刻依次计算出对延迟的各样本乘以抽头权重wi并相加而得到的输出复数电场信号序列312，并向外部输出。各复数抽头的权重是在外部根据补偿量及要补偿的物理量来预先计算(或者存储在表中)的值，能够根据补偿数据设定信号316任意地设定。此外，在图9 (B)的结构中，依次各延迟I个样本的输入复数电场信号序列311输入至电场补偿用查找表317，输出信号是由复数加法电路315逐一样本地错开时间来相加并合成出输出信号。本结构中，还能够局部地进行非线性效果的补偿。查找表317例如以输入的复数电场信号序列为关键词而记述分散补偿后的电场波形。此外，图5中也可以省略在紧前配置的正交坐标变换电路229。此时，电场补偿用查找表317中被输入极坐标的电场信号<|) (H)和r (n),查找表中将该信号作为关键词来记述分散补偿后的电场波形即可。另外，如图5的例子那样在本电路的紧后再次进行差动相位检波的情况下，电场补偿用查找表317中还可以记述极坐标的电场波形，此外也可以记述差动检波后的波形。像这样通过将前后的坐标变换及差动检波等的运算处理集中包括在查找表317的功能中，能够大幅削减电路规模。图10 (A)及(B)表示本实施例中的接收光电场的频谱(A)和I个样本/符号的差动光电场的频谱(B)。另外，(C)及(D)在后面进行叙述。符号间隔T的接收光多值电场一般如图10 (A)所示，具有最大扩展到土Fs = ±1/T的频率频谱，其能量的大部分集中在±1/ (2T)的范围。因此，即使将信号的采样速度降低到I采样/符号、并如本例那样使用补偿间隔T的电场补偿电路231，大致也能够得到线性劣化的补偿效果。但是，若进行这样的采样速度的降低，则溢出±1/ (2T)的范围的信号能量如(B)的斜线部那样等同地折返而被采样(产生混叠)，导致修正无论如何也不完全。认为这是图8 (A)的劣化的原因。
另外，作为上述实施例中的光前端，示出了 2个光延迟检波型接收器223 — I、223 — 2和I台光强度接收器135，但只要能够求出光信号的差动相位和强度(或者振幅)，则不限于该结构。例如第3技术例所示，也可以是省略光强度接收器、根据2台光延迟检波型接收器的输出信号来推定振幅成分的结构。此外，将光延迟检波器设为使用相位各相差120度的3个光延迟检波接收器的3相结构等的多相结构，也可以是根据输出的多相信号通过坐标变换来计算正交成分dI、dQ的结构。此外，dI，dQ轴的方向也只要是适当的、并且是相互正交的轴，则也可以向±45度旋转方向偏离。但是，在这种情况下，在相位累计时相位旋转成为0度的是dl轴的方向，因此需要进行累计量的修正运算。根据本实施例，由于使用光延迟检波器，因此不依赖于输入光的偏振波状态，与以往的相干检波方式不同，并且不需要局部振荡光源，因此接收器的结构变得简单。此外，在以往的非相干型的多值光接收器中，由于利用延迟量Ts/2 (Ts是符号时间)的光延迟检波器和光相位累计器，因此容易产生电场强度为零的零命中，但如果是提案的结构，则能够使延迟量、相位累计间隔以及符号时间Ts相等，因此能够大幅减少零命中的概率，提高实用性。同时，波形修正等信号处理所需要的电路也只要是与符号长度相同的最低限的电路规模、动作速度即可。特别是，波长分散补偿所需要的电路规模削减为以往的1/4。特别是，通过使用了数字信号处理的重定时 下采样电路来提取符号中央时刻的数据，由此提取符号中心时刻的数据，通过仅对符号中心时刻的数据进行差动相位的计算及累计等运算，能够提高电场波形的再现精度，降低零命中的概率，因此能够进一步提高相位累计及电场补偿的效果。实施例2图11是表示本发明的第2实施例的结构图，特别是进行了时钟提取和偏置修正的例子。以下，对与上述实施例相同的结构赋予相同的标记，并省略说明。时钟提取电路326是第I实施例中的重定时 下采样电路301的代替技术，本例中将接收电信号dl的一部分进行分支而作为其输入。时钟提取电路326在其内部提取并输出与整流 符号定时同步的时钟信号(重复正弦波)，并将它分支而作为各模数变换器226 — I 3的米样时钟327来利用。由此，模数变换器226 — I 3总是在输入多值信号的符号中央时刻进行A/D变换，能够输出与符号速度相同的间隔(Ts)的数字信号。其结果，将A/D变换器226 — I 3的数据速度降低为1/2，提高了从电路的高速性、规模的观点看的实现性，并且能够省略数字重定时 下采样电路301。此外，本例是在内部具备直流模块电路、将提高了高频特性的直流除去型平衡型接收器320 - 1,320 一 2用于光多值信号的检测的例子。市售的很多高频平衡型接收器是如本例那样在内部具有DC模块的直流除去型结构，这样的部件的利用在如图7 (A)所示的接收没有劣化的取得平衡的信号时完全没有问题。但是，因传送路的波长分散而劣化的信号有可能如图7 (B)那样成为非对称(本例中上下非对称，即在作为垂直轴的dQ方向上非对称)。如果像这样在接收光电场的二维配置上产生非对称性，则在紧后的逆正切电路进行的差动相位的测定中产生误差，导致波长分散补偿的精度劣化。图11是使用了防止这种误差的发生的偏置修正技术的例子。分散补偿量设定电路321中被输入波长分散量设定信号325,补偿间隔T的电场补 偿电路231具有如下作用以具有希望的波长分散特性的方式生成波长分散补偿数据324，将电场补偿电路231内部的FIR滤波器的抽头量及查找表的内容进行更新。本例的分散补偿量设定电路321还在内部生成与波长分散的补偿量相应的dl成分的偏置修正信号322和dQ成分的偏置修正信号323，将这些信号通过加法器390 - 1,390 一 2与模数变换后的dl、dQ信号进行数字相加，由此对丢失的直流偏置成分进行修正。图12是分散补偿量设定电路321的结构例。波长分散量设定信号325在内部被分支为2个，一方输入至抽头权重计算电路330，生成指定的量的波长分散的抽头系数，将其作为补偿数据设定信号324输出。这样的抽头系数的计算用于计算已知的光纤的波长分散特性的脉冲响应，能够通过使用了 CPU等的数学计算等简单地实现。本部分的结构在不使用偏置补偿的情况下也相同。另一方的波长分散量设定信号325首先由反转电路335将符号反转，用于在波长分散模拟电路332内部生成波长分散的传递特性。本电路中被输入在多值波形生成电路331中生成的比较短的周期(几十 几千符号左右)的波形，计算并输出对输入波形施加波长分散而得到的劣化波形。然后，延迟检波模拟电路333将本信号进行延迟检波接收，计算在平均强度计算电路333中生成的dl成分以及dQ信号的直流成分，将它作为dl成分的偏置修正信号322以及dQ成分的偏置修正信号323向外部输出。上述的偏置修正信号的计算用于通过模拟来计算在施加规定量的波长分散而得到的多值信号的直接检波接收时产生的直流偏置量，例如能够通过简易的软件光传送模拟器来实现。此外，通过预先按每个波长分散的值存储偏置修正量并将该偏置修正量向存储器内部存储并输出的简单的结构也能够顺利地实现。图8(B)是将本发明的波长分散补偿中的直流偏置修正的效果通过数值计算来模拟而得到的模拟结果。与不使用偏置修正的图8 (A)的情况相比，虽微小但各信号点的不均匀会减少，其结果，误传送率降低，能够进一步提高传送品质。上述的实施例示出了对在波长分散的补偿时产生的dl或dQ成分的偏置误差进行补偿的实施例，若预先知道产生直流误差的原因，则能够补偿其他的劣化原因、P成分的偏置误差。作为这样的误差原因，可以考虑由P成分的直流除去造成的接收平均强度的丧失、由上述的光SN比的劣化造成的P成分的增加、利用左右或上下不对称的信号点配置的情况(例如，6值相位调制等)等各种状况。在任何情况下，通过预先将直流偏置的修正量存储在表等中、或者通过计算来求出、或者以将接收信号的判断误差或误差率反馈而使这些最小的方式自适应地修正等方法，能够实现偏置修正。此外，也可以在光电场再现后进行如上所述的直流偏置的修正。在该情况下，在图11中，在原来的光电场被再现的点，即在相位累计电路302和正交坐标变换电路229的后面配置直流偏置加法电路。并且，以使错误率或所再现的电场振幅的起伏最小的方式自适应地将直流偏置加到正交坐标的IQ各成分。由此，能够对原来的光电场的直流偏置的偏差、例如发送侧的光电场调制器211的动作点的偏差等进行修正。根据本实施例，通过设置时钟提取电路而提取符号中心时刻的数据，通过仅对符号中心时刻的数据进行差动相位的计算及累计等的运算而提高电场波形的再现精度，能够降低零命中的概率，因此能够进一步提高相位累计及电场补偿的效果。此外，通过修正在分散补偿时丢失的偏置信号，能够提高波长分散补偿的效果。·实施例3图13是表示本发明的第3实施例的结构图，本图中从对应的图5或图11省略光接收器前端部和模数变换部来表示，但这些结构与图5和图11相同。本实施例是特别通过数字信号处理实现前端部的响应特性的均衡、再现光电场信号的相位起伏除去、再现光电场信号的自适应均衡、非延迟检波的结构。上述结构中，从各模数变换器226 — I 3得到的数字化为2个样本/符号的dl、dQ、P的各信号在本实施例中首先输入至前端均衡电路340 - 1,340 - 2,340 - 3，主要被去除由光检测器或模数变换器等的频带劣化引起的波形失真。本均衡电路能够通过预先固定了抽头系数的FIR滤波器或自适应均衡FIR滤波器等来实现。另外，这种均衡电路在输入数字信号为2个样本/符号时满足奈奎斯特条件，能够最有效地进行波形劣化的修正，但在小于它的情况下也能够得到波形劣化的修正效果。接着，重定时 下采样电路301 - U301 - 2,301 一 3使各信号的采样点向波形的中央偏离，并且以I个样本/符号进行下采样而输出。与上述实施例同样，根据这些信号计算差动相位A(p (n)和振幅r (n)，并将相位成分通过相位累计电路302累计之后，通过正交坐标变换电路229进行正交变换，通过补偿间隔T的电场补偿电路231进行波长分散等的线性劣化的补偿。相位起伏除去电路341将具有累计的相位成分(p (n)的相位起伏予以抵消来谋求高灵敏度化。作为相位成分cp (n)的相位起伏的原因，有光源本身的振荡相位的起伏成分、由传送中重叠的光噪声引起的成分、由光纤传送中产生的非线性效果引起的成分、由光延迟检波器的不完全性或接收器热噪声或散粒噪声引起的成分等各种原因。它们的一部分、特别是时间常数短且容易占主导地位的由光噪声引起的成分能够通过平均化等来降低相位噪声，由此能够期待检测精度及接收灵敏度的提高。作为相位起伏除去电路341的动作算法，几乎能够将相干光多值接收器或无线多值接收器的相位起伏的除去的处理原样采用。例如，在作为多值信号而使用N值的相位多值信号的情况下，能够利用将接收信号进行复数N次方并消除相位调制成分而得到的相位成分除以N来提取相位起伏成分，并平均化而除去的累乘法(或Viterbi -Viterbi法)。在包含振幅调制的多值信号的情况下，还能够釆用根据进行了多值判断时的相位偏差对相位变动进行检测、平均化而除去的判断指向法 等然后，由自适应均衡电路342去除接收信号中残留的线性误差。然后接收信号由多值判断电路221变换为数字信息信号230。本例中，由相位起伏除去电路341将再现光电场信号的相位保持为一定值，因此多值判断电路221能够如第I技术例的相干光接收器那样不使用电延迟检波来进行多值判断处理。在该情况下，也不需要像第2技术例那样使用相位预积分处理。但是，在相位起伏除去电路341中也在原理上遗留了初始相位不定的问题、以及在产生急剧的相位变动而相位偏离的情况下不能恢复原来的多值信号的方向的问题。这样的相位的不定性问题在第I技术例的相干光接收器的情况下也同样，例如能够共同地利用在发送侧在逻辑上进行差动编码并进行差动检测、或者间断地嵌入对多值信号的正位置进行判别的标志信号并判断等的对策。另外，这里所说的差动编码 差动检测是单纯用于使多值信号在旋转运算中不变的逻辑上的编码处理。相对于此，上述的相位预积分处理及电相位差动检波 判断电路232中使用的差动检波处理是数字数值运算，两者是不同的处理。从多值判断电路221得到的误差信号343输入至修正量计算电路344，用于自适应均衡电路342的最优化处理。这里，误差信号343例如表示实际信号与理想信号的偏差。像这样，自适应均衡电路342和其自适应修正部(修正量计算电路344)中能够采用与以往的数字通信中使用的自适应数字滤波器相同的结构及补偿算法。例如，修正量计算电路344使用最小二乘误差(LMS)等的算法，根据误差信号计算抽头系数的修正量。根据需要也可以使用判决反馈，或者盲均衡等，也可以代替误差信号的最小化而进行眼状开口的最大化或时钟频率成分的最小化等最优化处理。能够通过这样的自适应均衡电路来修正的信号劣化是偏振波模式分散或波长分散、收发器的符号间干涉或信号点的位置偏差等。此外，本例中示出了将自适应均衡器配置在判断电路紧前的例子，但也可以变更配置位置，或者在其他补偿电路(前端均衡电路340、电场补偿电路231、相位起伏除去电路341)中使用自适应均衡。另外，本实施例中示出了在相位累计后进行相位平均化的结构，但在使用MSPE(多符号相位推定)等的差动信号用的相位噪声平均化处理的情况下，也可以在相位累计之前进行。此外，相位噪声除去 噪声均衡 自适应均衡的处理也不限于该顺序，但由于相位起伏是非线性的失真，因此在波长分散补偿之前实施更能提高补偿精度。根据本实施例，通过具备相位起伏除去电路，具有提高光多值信号的灵敏度而延长传送距离的效果。其结果，能够缓和相位的不定性，因此还具有在接收侧也能够通过自适应均衡等方法对传送劣化及发送侧的调制器的符号间干涉进行线性修正的效果。若为进行延迟检波的情况，则具有不用在意相位的不定性及接收多值信号的周跳等的相位偏差就能够简便地实现多值传送的效果。此外，若能够进行自适应均衡，则能够更精密地进行分散或PMD等的线性劣化的修正。实施例4图14是本发明的第4实施例的结构图。示出了本发明的光传送系统的第一结构。本例是在发送侧进行相位预积分、波长分散的预均衡、信号频带的窄带化的数字运算、在接收侧进行相位起伏除去之后进行电差动相位检波的例子。本实施例的光电场发送器350中，首先将所输入的数字信息信号201向多值符号化电路202输入而变换为光多值电场信号，将它向相位预累计部204输入，仅将相位部分按每个符号累计。接着，由采样速度变换电路206上以2倍采样之后，由预均衡电路207施加传送路的传递特性(例如波长分散)的逆函数而进行波形的预均衡。本例中还通过奈奎斯特窄带滤波器351以使信号的频谱频带接近奈奎斯特频带±1/ (2Ts)的方式预先进行信号频带的窄带化之后，使用DA变换器208 - 1,208 一 2和光电场调制器211生成光电场信号。上述中的相位预累计和波长分散的预均衡能够使用本发明的第2技术例中记载的传送技术，通过与直接检波多值传送进行组合来使用，能够具有简单地实现复杂的多值信号的长距离光纤传送的效果。本实施例在延迟检波接收器内部对光纤214的波长分散的影响进行补偿的结构，但其补偿量存在上限。例如，若对IOG符号/秒的8值信号施加的波 长分散增加，则如图7 (B)所示光信号的不均匀变大，随之，如图7 (C)所示信号点配置扩散到原点附近。若像这样信号点接近原点，则有时产生上述的零命中，无法正常进行使用光延迟检波的差动相位的检测。因而，为了实现超过该限制的实用的长距离光纤传送，能够采用通过发送侧的波长分散的预均衡对较大的波长分散进行补偿、将光纤传送后的残差通过本实施例的接收侧的数字分散补偿来补偿的结构。即，在仅使用预均衡的情况下，检测波长分散的补偿误差并变更发送侧的预均衡量，因此反馈时间(距离)变长，系统变得不稳定或结构变得复杂，通过组合本实施例来仅在接收侧进行某种程度的波长分散补偿，从而能够避免向发送侧的反馈结构，提闻实用性。另外，本实施例的接收侧的分散补偿范围例如在符号率IOG符号/秒的30G比特/秒的多值信号下为±60km以上(相当于图7 (B))。即使为了实现调制速度100G比特/秒而使调制速度为33G比特/秒,补偿范围也为光纤长度±6km宽度。该值是远远大于一般的光纤传送路长的测定精度的值，可知通过本实施例得到的接收侧的波长分散补偿量非常广。另外，不使用本技术的情况的波长分散承受力是上述值的1/2 1/4左右，例如为±2km左右。例如难以将几百 几千km长度的传送路以±2km以下的精度测定，此外由于传送路的温度变化等也会产生同程度的误差。因此，在以往例中，根据环境的变化需要勤变更发送侧的预均衡量，因此难以实现稳定的传送。此外，窄带化用于提高本实施例的补偿间隔T的电场补偿电路231的补偿效果。本实施例的光延迟检波接收器中每I个符号仅进行一次相位的检测运算，因此在接收到的多值信号的频带宽的情况下，如上述的图10 (B)所示，发生混叠，导致波长分散的补偿精度降低。奈奎斯特窄带滤波器351为了避免这些，预先削减信号频带，此外同时进行频谱整形，以免发生符号间干涉。图10 (C)是使用了窄带滤波器351的情况的I个样本/符号的再现光电场的频谱，信号能量属于频率范围±1/ (2T)，因此不发生混叠。图8 (C)是作为理想的奈奎斯特窄带滤波器351而使用理想矩形滤波器的情况的接收信号的计算例。与图8(A)相比，通过进行窄带化，能够确认分散补偿效果几乎是理想的。作为奈奎斯特窄带滤波器351，除了上述的矩形滤波器以外，也能够利用余弦滚降滤波器等，在能够容许若干符号间干涉的情况下能够广泛利用巴特沃斯滤波器或椭圆滤波器等的电低通滤波器。此外，本例中用2个样本/符号的数字滤波器实现了奈奎斯特窄带滤波器351，但在进一步提高频率截断性能的情况下能够利用过采样率的滤波器。此外，本滤波器还能够通过高速模拟电路来实现，在该情况下，只要在DA变换器208 - 1,208 一 2的输出部配置截断频率大致为I/ (2T)的电低通滤波器即可。图16表示具有窄带滤波器的光接收器的结构例。图14的例子中在发送侧设置了奈奎斯特窄带滤波器351，但也可以设置在光接收器300内，也可以例如图16所示将模数变换器226的输出信号输入至奈奎斯特窄带滤波器351。根据本实施例，通过插入电窄带滤波器，能够防止接收器内的I样本/符号处理中的混叠，提高分散补偿效果。实施例5图15是本发明的第5实施例，示出本发明的光传送系统的第2结构例。本例是通·过将发送侧的数字信号处理速度降低为I样本/符号来降低电子电路的尺寸及消耗电力的例子。同时通过光窄带滤波器352实现奈奎斯特窄带滤波器，进而在接收器内部的电相位差动检波 判断电路232的紧前配置频带修正滤波器353。随之，预均衡电路207也成为I样本/符号的修正电路，因此补偿器的频带不够，只有输出光频谱信号的中央部能够得到波长分散的预均衡效果。本例中，通过使用光窄带滤波器352来切出其中心频谱，由此能够得到与上述的电域的奈奎斯特窄带滤波器351等效的窄带信号。光窄带滤波器352是线性滤波器，因此没有配置位置的限制，只要是光调制器与光接收器之间则插入到哪里都可以。例如，也可以在光发送器内部或光接收器内部或光纤传送路214的中途插入光窄带滤波器352而进行光信号的窄带化。此外，既能够如上述实施例4那样作为发送侧的电奈奎斯特窄带滤波器351来安装，也能够作为接收侧的电滤波器来安装。另外，上述的频带修正滤波器353减少因光窄带滤波器352的影响而生成的符号间干涉。本来理想的奈奎斯特滤波器不发生符号间干涉，但光滤波器的制造精度比电滤波器低，因此如本例那样另设置电修正滤波器来抑制符号间干涉是有效的。为了提高滤波器的性能，也可以根据需要进行过采样并再现更平滑的时间波形。若进行例如2倍采样、将信号频带如图10 (D)那样平滑地扩大，则能够与原来的波形的光频谱图10 (A)同样再现光电信号。另外，发送侧的采样速度不限于I样本/符号，也可以为I. 3样本/符号等的中间速度的值。这样，具有将信号频带或波形最适当地保持、并且能够大幅降低预均衡电路的规模及DA变换器的动作速度的优点。根据本实施例，通过插入光的频带狭窄滤波器，能够防止接收器内的I样本/符号处理中的混叠的发生，并且提高分散补偿效果。工业实用性本发明例如能够适用于光通信领域中的2值调制信号及多值调制信号的长距离传送和传送劣化的补偿。标记说明
101 :输入光信号，102 :偏振波分离电路，103 :本振激光光源，104 :本振光，105 :光多值信号的S偏振波成分，106 :光多值信号的P偏振波成分，107 :光相位分集电路，108 1成分输出光，109 Q成分输出光，110 :平衡型光检测器，111 :A/D变换器，112 :A/D变换器的输出电信号，113 :数字运算电路，114 :光电场信号，115 :数字运算 判断电路，116 :多值数字信号，200 :相位预累计型光电场发送器，201 :数字信息信号， 202 :多值编码电路，203 :复数多值信息信号，204 :相位预累计部，205 :相位预累计复数多值信息信号，206 :采样速度变换电路，207 :预均衡电路，208 :DA变换器，209 :驱动电路，210 :激光光源，211 :光电场调制器,212 :输出光纤，213 :发送光多值信号,214 :光纤传送路，215 :接收光多值信号,220 :非相干光电场接收器，221:多值判断电路，222 :光分支器，223 :光延迟检波电路，224 :平衡型光接收器，225 :光强度接收器，226 :模数变换器，227 :逆正切运算电路，228 :平方根电路，229 :正交坐标变换电路，230 :数字信息信号，231 :补偿间隔T的电场补偿电路，232 电相位差动检波 判断电路，240 :延迟量T/2的光延迟检波器，241 :采样时钟，242 :延迟调整电路，243 :电接收信号，244 :电场运算部，245 :平方距离运算电路，246 :延迟加法电路，247 :延迟除法电路，248 :运算结果，249:再现光电场信号，250 :补偿间隔T/2的电场补偿电路，251 :补偿量输入端子，300 :本发明的非相干光电场接收器，301 :重定时 下采样电路，302:相位累计电路，311 :输入复数电场信号列，312 :输出复数电场信号列，313 :延迟电路，314 :复数抽头乘法电路，315 :复数加法电路，316 :补偿数据设定信号，317 :电场补偿用查找表，320 :直流除去型平衡型光检测器，321 :分散补偿量设定电路，322 dl成分的偏置修正信号，323 dQ成分的偏置修正信号，324 :波长分散补偿数据,325 :波长分散量设定信号，326 :时钟提取电路，327 :采样时钟，330 :抽头权重计算电路，331 :多值波形生成电路，
332 :波长分散模拟电路，333 :延迟检波模拟电路，334 :平均强度计算电路，335 :反转电路，340 :前端均衡电路，341 :相位起伏除去电路，342 自适应均衡电路，343 :误差信号，344 :修正量计算电路，345 :修正信号， 350 :本发明的光电场发送器，351 :奈奎斯特窄带滤波器，352 :光窄带滤波器，353 :频带修正滤波器
权利要求
1.一种光接收器，具备具有与接收的光信号的符号时间大致一致的延迟量的耦合型光延迟检波接收器、模数变换器、差动相位计算电路、相位累计电路、提取上述光信号的振幅成分的光振幅检测部、光电场信号再现电路、以及对传送路上的传送劣化进行补偿的传送劣化均衡器，并且该光接收器接收上述光信号，该光信号是预先设定的符号时间的2值以上的光调制信号； 上述耦合型光延迟检波接收器具有与接收到的光信号的符号时间大致一致的延迟量，对接收到的该光信号进行检波并输出， 上述模数变换器将上述耦合型光延迟检波器的输出信号变换为数字信号， 上述差动相位计算电路输入该数字信号，按大致每符号时间计算与紧前的符号时间的上述光信号之间的差动相位， 上述相位累计电路输入被计算出的差动相位，按接收信号的每符号时间进行累计并计算相位信息， 上述光振幅检测部提取接收到的光信号的振幅成分， 上述光电场信号再现电路将计算出的相位信息和由上述光振幅检测部得到的光振幅信息组合而再现光电场信号， 上述传送劣化均衡器输入被再现的光电场信号，进行传送劣化的均衡。
2.如权利要求I所述的光接收器，其特征在于， 上述传送劣化均衡器的均衡时间间隔与符号时间大致一致。
3.如权利要求I所述的光接收器，其特征在于， 上述相位累计电路进行相位累计的定时与接收到的光信号的符号中央时刻大致一致。
4.如权利要求3所述的光接收器，其特征在于， 还具备重定时电路， 设为上述模数变换器的采样间隔小于上述符号时间来进行波形的过采样， 向上述重定时电路输入上述模数变换器的输出信号， 上述重定时电路将输入的信号变换为采样时刻与接收到的光信号的符号的中央时刻大致一致、并且采样间隔与上述符号时间一致的数字样本列，并向上述相位累计电路输出。
5.如权利要求3所述的光接收器，其特征在于， 还具备时钟提取电路， 上述时钟提取电路以上述耦合型延迟检波器的输出信号的一部分或上述光振幅检测部的输出信号的一部分作为输入信号，从输入信号提取周期与接收到的光信号的符号时间一致的时钟信号，并向上述模数变换器输出该时钟信号， 上述模数变换器按照该时钟信号对上述耦合型延迟检波器的输出信号进行采样，得到采样定时与符号中央时刻大致一致的样本列。
6.如权利要求I所述的光接收器，其特征在于， 还具备相位起伏除去电路，该相位起伏除去电路以从上述相位累计电路输出的相位信息或再现的光电场信号或从上述传送劣化均衡器输出的光电场信号作为输入，进行相位起伏的除去。
7.如权利要求1飞中任一项所述的光接收器，其特征在于， 还具备延迟量与上述符号时间一致的电相位差动检波电路，上述电相位差动检波电路以传送劣化均衡后的光电场信号作为输入，输出通过数字数值运算对被输入的光电场信号整体或者仅对该光电场信号的相位成分进行延迟检波或差动检波而得到的信号。
8.如权利要求I所述的光接收器，其特征在于， 上述光电场振幅提取部具备光强度接收器、第二模数变换器和平方根运算电路， 上述光强度接收器输入被分支的接收信号的一部分，将其强度成分变换为电信号并输出， 上述第二模数变换器将该电信号变换为数字样本列并输出， 上述平方根运算电路构成为输入该数字样本列，进行平方根运算并输出。
9.如权利要求I所述的光接收器，其特征在于， 上述传送劣化均衡器是自动地修正波形劣化的自适应均衡电路。
10.如权利要求I所述的光接收器，其特征在于， 上述传送劣化均衡器是具有上述传送路的波长分散的逆传递特性的数字滤波器。
11.如权利要求10所述的光接收器，其特征在于， 上述传送劣化均衡器具备对光电场信号的直流偏置成分进行修正的偏置修正部， 上述偏置修正部对光电场信号加上与预先设定的波长分散量相应的偏置信号。
12.如权利要求I所述的光接收器，其特征在于， 具备窄带奈奎斯特滤波器，该窄带奈奎斯特滤波器针对符号时间Ts，带宽为I/ (2Ts)以上且1/Ts以下， 将上述模数变换器的输出信号向窄带奈奎斯特滤波器输入，并进行数字信号的窄带化。
13.如权利要求12所述的光接收器，其特征在于， 上述光接收器具有频带修正滤波器，该频带修正滤波器对线性劣化补偿后窄带化的信号的波形失真进行补偿。
14.一种光传送系统,具备 光发送器，生成以信息信号调制的光信号；以及 权利要求I所述的光接收器； 由上述光接收器接收从上述光发送器输出并在光纤传送路上传送后的光信号，并将该光信号变换为信息信号来输出。
15.如权利要求14所述的光传送系统,其特征在于， 上述光电场发送器具有窄带奈奎斯特滤波器，该窄带奈奎斯特滤波器针对符号时间Ts，带宽为I/ (2Ts)以上且1/Ts以下， 预先在电域中对生成的光信号的带宽进行窄带化来输出。
16.如权利要求14所述的光传送系统,其特征在于， 上述光传送系统具备光窄带滤波器，该光窄带滤波器针对符号时间Ts，频带全宽为I/Ts以上且2/Ts以下， 在上述光发送器或上述光接收器或上述光纤传送路的中途插入上述光窄带滤波器，并进行光信号的窄带化。
17.如权利要求14所述的光传送系统,其特征在于，上述光发送器还具有相位预累计电路， 该相位预累计电路将传送的光信号的相位按每上述符号时间进行累计。
18.如权利要求14所述的光传送系统,其特征在于， 上述光发送器还具有预均衡电路， 该预均衡电路具有在发送侧预先对至少包含波长分散的上述光纤传送路的线性劣化、或者上述光接收器所引起的波形的劣化进行均衡的功能。
19.如权利要求15或16所述的光传送系统,其特征在于， 上述光接收器具有频带修正滤波器，该频带修正滤波器对线性劣化补偿后窄带化的信号的波形失真进行补偿。
全文摘要
光接收器(300)接收光多值信号(215)并由两台光延迟检波器(223)(设定为延迟时间(T)=符号时间、相位差0度、90度)接收，对输出信号进行模数变换后进行重定时处理，在符号中心时刻检测差动相位。在接收器内，将其按每个符号进行累计之后，与从另设置的光强度接收器得到的振幅成分进行合成而再现光电场。然后，由时间间隔(T)的波长分散补偿电路(231)对传送路的波长分散进行补偿。此外，通过插入电或光奈奎斯特滤波器而进行频带限制，能够提高波长分散补偿效果。
文档编号H04B10/67GK102971976SQ20108006779
公开日2013年3月13日 申请日期2010年7月9日 优先权日2010年7月9日
发明者菊池信彦 申请人:株式会社日立制作所