专利名称：一种实现载波和采样时钟同步的方法、用户站点设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线通信技术领域，具体地说，涉及实现载波和采样时钟同步的方法、用户站点设备。
背景技术：
在通信系统中，同步是正确解调信息的基础。广义的同步包括时间同步、频率同步、功率调整、信道估计等。
基于IEEE802. 11标准的无线局域网系统中，接入点AP与用户站点STA之间是突发方式的通信，不管是AP到STA还是STA到AP方向，毎次通信(包括数据传输和控制信息传输)都需要携帯同步信息，以协助完成STA与AP之间的同步过程。以AP传输数据到STA为例，STA接收AP的同步前导，根据同步前导确定时间同步点和载波频偏，然后才能接收数据、进行解调。当STA传输数据到AP吋，AP重复上述STA的同步流程。移动WiMAX系统中，在下行方向也米用发送前导符号的方式,长期演进(LTE, LongTerm Evolution)系统则是发送主同步信号(PSS, Primary Synchronization Signal)和辅同步信号(SSS, Secondary Synchronization Signal),移动终端根据前导或同步信号完成时间同步和频率同歩。上行传输时，采用闭环控制方式完成同步，即终端向基站发起随机接入过程，由基站估计终端发送的随机接入序列所经过的传播延迟，基站根据传播延迟估计向终端下发定时提前指示，終端在上行传输时根据定时提前指示发送上行数据。为了提高中短距离通信系统的效率和频谱利用率，需要引入调度机制和多址接入机制，要实现这一目标必须有合适的同步机制配合。WLAN系统双向通信都通过前导实现同步的方式，这种同步方式虽然简単，但效率低且无法满足多用户同时通信的需求，一方面无论多长的数据包都需要携帯前导会占用时间资源；另一方面，CSMA/CA的接入方式本身就不支持多用户同时接入因此不满足多用户同时通信时的同步需求。移动WiMAX和LTE系统的同步方式可以借鉴，但两者的上行同步要求闭环控制，对同步要求高；此外移动终端和基站采用较高成本的载波晶振来处理采样时钟同步问题，不适用低成本的无线局域网设备。因此在基于调度的中短距离通信系统中需要设计合理的同步机制，达到载波频率同步及采样时钟同步。
发明内容
有鉴于此，本发明所要解决的技术问题是提供一种实现载波和采样时钟同步的方法和用户站点设备，以满足基于调度的中短距离通信系统同步要求。本发明提供一种实现载波和采样时钟同步的方法，包括如下步骤根据接收到的下行信号确定载波频偏4/和米样时钟频率偏差ら；
根据所述4/"对上行待发送数据进行载波频率补偿；
根据所述ぐ对上行待发送数据进行采样时钟频率补偿。本发明还提供ー种用户站点设备，包括
载波频偏测算单元，用于测算得到载波频偏4/ ；
频偏补偿单元，用于根据所述载波频偏对上行待发送数据进行频率补偿；
采样时钟频偏测算单元，用于测算采样时钟频率偏差ぐ； 时钟频率补偿单元，用于根据所述采样时钟频率偏差 对上行待发送数据进行采样时钟频率补偿。本发明还提供一种实现载波和采样时钟同步的无线通信系统，包括
接入点，用于发送下行同步前导，并在收到用户站点发来的信号后进行信道估计和相位跟踪，分别用于消除采样时钟的相位偏差、残留频偏和残留采样时钟频率偏差；
用户站点，用于根据接收到的下行信号确定载波频偏Δ/和采样时钟频率偏差ぐ；根据
所述4；对上行待发送数据进行载波频率补偿；根据所述^对上行待发送数据进行采样时钟频率补偿。综上所述，本发明提供的技术方案中，根据载波频偏对上行待发送数据进行相应的频率补偿；根据接收到的下行信号确定采样时钟频率偏差，并基于所述采样时钟频率偏差对上行待发送数据进行相应的采样时钟频率补偿，以解决基于调度的中短距离通信系统同步问题，尤其是上行多用户并行接入时的同步问题。并且通过前导设计可获得比较精确的定时估计、频偏估计、采样钟偏差估计的精度和范围。根据本发明，可通过上行频偏预处理和上行采样钟偏差预处理避免AP端做复杂的多址干扰MAI消除处理。本发明所提的同步机制中，时间和频率同步的主要任务都由STA依靠下行同步前导来完成，尤其是频率及采样时钟频率偏差预处理，将同步问题简化为单用户的同步问题，以使得接收端分离多用户的数据时不需要复杂的算法消除多址干扰。
图I为本发明实施例中实现载波和采样时钟同步的方法流程 图2为本发明提供的载波频率及采样时钟频率在时域的补偿方法原理示意 图3为本发明实施例中提供的载波频偏和采样时钟频偏预处理方法流程 图4本发明实施例中采用的同步前导结构示意 图5为本发明实施例中本发明实施例中提供的同步方法流程 图6为本发明实施例中提供的一种用户站点设备构成示意图。
具体实施例方式本领域技术人员知道，载波频率同步的目的是纠正由于发射机和接收机两者频率振荡器的不一致性以及多普勒效应产生的频率偏移，基于OFDM技术的接收机进行FFT变换之前必须对频偏进行估计和补偿，以减小频偏对子载波之间正交性的破坏。尤其在上行多用户并行传输时，载波频率同步更加重要，因为多个发射站点(如用户站点STA)的载波中心频率与接收站点(接入点AP)的载波中心频率偏差各不相同，各STA的频偏会影响相邻频带造成载波间干扰(ICI)，一般的方法是在接收端先用多个滤波器将信号分离再单独对每ー路信号进行频偏校正或者通过干扰消除的方法去除频偏的影响，前者在用户数较多时设备成本明显增加，后者则会增加处理延迟。理想情况下，接收端与发射端的采样时钟频率应满足整数倍的采样率，但由于晶振本身存在偏移，两者的时钟频率偏差不再是整数倍的关系。采样时钟同步是为了使得收发两端的采样时钟频率和相位一致。采样时钟相位的偏差易于处理，可归为符号定时问题，而采样时钟频率偏差(SFO, Sampling frequency offset)会使载波相位旋转,导致子载波之间的干扰，破坏了子载波之间的正交性，并且会随时间増加，导致信号解调错误，恶化系统性能。多用户通信时，接收端也会遇到与载波频率同步类似的问题如果在时域校正了一 个用户站点STA的信号的采样时钟偏差，其它STA的信号的采样时钟偏差如何处理？
有鉴于此，本发明提供一种实现载波和采样时钟同步的方案，采用的是在发射站点(STA)对上行数据进行载波频偏和采样时钟偏差补偿的方法，无需接收站点(AP)做复杂的处理，即在发射时做预先处理，因此称之为“预补偿”。由于载波频率与采样时钟频率通常源于同一个时钟源，则频偏估计的精度与SFO的估计精度相同。例如，频偏估计误差可到子载波间隔的1%，子载波间隔78. 125kHz，则相对频偏估计误差为
78. 125*103*1%バ5· 8*109) ^ O. 135ppm,
也就是说，SFO估计误差可以达到O. 135ppm。因此可由载波频偏估计得到SFO的估计。预补偿包括两个方面载波频偏预补偿和采样时钟频偏预补偿。首先，STA根据AP发送的下行帧估计载波频偏。其次，STA在上行数据发送前对频偏进行预补偿，使得补偿后的发射端载波频率与接收端载波频率之差在允许范围内，比如偏差小于1%的子载波间隔。在TDD系统中，STA的收发使用相同的载波频率，因此可以用下行的频偏估计对上行数据做预补偿。载波频偏的预补偿可以在时域或频域完成。最后，STA根据AP发送的下行帧计算采样钟频偏，在上行数据发送前，在时域或频域对采样钟频偏做预补偿，使得发射数据样本的等效采样间隔逼近接收端采样间隔。图I为本发明提供的实现载波和采样时钟同步的方法流程图。參照图1，本发明提供的一种实现载波和采样时钟同步的方法，包括如下步骤
S01，根据接收到的下行信号确定载波频偏4f;和采样时钟频率偏差 S02，根据所述4；对上行待发送数据进行载波频率补偿；
S03，根据所述ぐ对上行待发送数据进行采样时钟频率补偿。本发明的实施例中，步骤SOl中的载波频偏4；是根据同步前导测算得到的，所述
同步前导中具有短训练序列和长训练序列，测算所述载波频偏4 的步骤包括
STA对接收信号进行延迟自相关处理，利用所述短训练序列进行延迟自相关处理得到初步的频偏估计結果，利用所述长训练序列进行延迟自相关处理得到精确的载波频偏估计4/ ο本发明的实施例中，步骤SOl中的根据接收到的下行信号确定采样时钟频率偏差-,具体包括
根据载波频偏计算相对频偏 = I，其中f为信号载波频率，将该相对频偏作为采
X Λ^
样时钟频率偏差估计ぐ= 。
本发明的实施例中，步骤S02中，根据载波频偏Δ/对上行待发送数据进行相应的频率补偿；具体包括
根据所述载波频偏又，用户站点发送数据时按如下处理对上行数据进行补偿
d (n) -u
其中，u(n)为用户站点要发送的上行数据时域样本点，T5为理论的基带样本采样间隔。图2所示为载波频率及采样时钟频率在时域的补偿方法原理示意图。參照图2,本发明的实施例中，步骤S02中对上行待发送数据进行相应的采样时钟频率补偿，具体包括
STA将所述上行待发送数据进行上采样，其采样间隔为ζ表示STA的基带样本
采样间隔，N为整数，表示上采样倍数；
将ぐi=ii 一1作为新的采样钟偏差进行时域插值，使得插值后样本的等效采样间隔
为ユ，苴中严.
N，
C/Μ表示插值后的等效采样间隔。插值后，数据的真实采样间隔仍然是$ルV,此时，
样本值等于采样间隔为时的样本值；
对样本数据(所述上行待发送数据)进行低通滤波和下采样，使得待发送的上行数据样本的等效采样间隔为7。需要说明的是，在此采用时域插值方法并未改变采样时钟的频率，而是对收发两端的采样时钟频率偏差引起的信号相位旋转和幅值缩放进行补偿，等效于将发送端样本的采样间隔转变成接收端的采样间隔，也就是说假设接收端的采样间隔为T,,则7逼近!:。參照图3，本发明实施例中提供的载波频偏和采样时钟频偏预补偿方法，包括步骤如下
a) STA根据同步前导估计载波频偏；
本发明实施例提供ー种同步前导，包括短训练序列(S-Preamble)和长训练序列(L-Preamble):所述短训练序列包括第一循环前缀CPl和多个第一周期序列，所述长训练序列包括第二循环前缀CP2和多个第二周期序列；所述第一周期序列的长度小于所述第二周期序列的长度。从而满足參数估计的不同要求，短训练序列中使用短周期(第一周期序列)，满足较大的參数估计范围需求，长训练序列中使用长周期(第二周期序列)，满足參数估计的精度要求。较佳地，本发明实施例采用如图4所示的同步前导具体，所述同步前导包括两个OFDM符号，其中ー个OFDM符号为短训练序列(S-PreambIe )，由循环前缀CPI及8个相同的周期序列(SI S8)组成；另ー个OFDM符号为长训练序列(L-Preamble)，由循环前缀CP2及两个相同的周期序列(LI和L2)组成。同步前导的短训练序列S-Preamble有8个周期，包括CPl可认为有9个周期，STA可以对接收信号做延迟自相关得到初步的频偏估计结果(粗频偏估计)，由于短训练序列的周期比较短，可以获得较宽的频偏估计范围。长训练序列L-Preamble有2个周期，STA可以对接收信号做延迟自相关处理得到比粗频偏估计更加精确的频偏估计结果(细频偏估计)。 周期序列用于估计载波频偏时的最大频偏估计范围为:SimaK = 2￡)ψ
其中，D表示ー个周期内的样本点数〒表示采样间隔。带宽20MHz吋，'？; =50ns。S-Preamble的周期D=32，因此最大频偏估计范围为312. 5kHz ；L-PreambIe的周期D=128，因此最大频偏估计范围为78. 125kHz。归ー化频偏估计的均方根误差A cc ______________________________^ ,L表示做相关运算时的信号长度，
L越长，估计误差越小。因此可用长训练序列L-Preamble获得精确的频偏估计。
、、 Lfb) STA计算相对频偏7 = -J-；
其中ぶ为信号载波频率。c)获得采样时钟频率偏差估计；
本实施例中，将相对频偏作为采样时钟频率偏差估计，即ぐ=7。另外，本发明实施例中可采用其它估计方法测算采样时钟频率偏差。例如，下面是另ー种采样时钟频率偏差的估计方法
每个OFDM符号在频域都有离散的导频，通常可配置4个、6个或者8个，甚至更多。这些导频对称地分布在直流载波DC两侧，接收端在对接收信号做快速傅里叶变换FFT之后，可根据这些导频位置的样本值以及信道估计结果估计出采样时钟偏差。由于导频数量有限，仅依靠ー个符号的导频值其估计精度并不理想，通常还要用多个符号内的导频样本值做平均，但会导致处理延迟。d)对上行待发送数据进行载波同步预处理；
具体地说，载波同步预处理包括载波频偏预补偿。预处理可在时域对时间序列进行补偿或者在频域进行补偿。本实施例中，在时域进行载波频偏预补偿，具体如下
设AP的载波频率为ふ，STA的载波频率为I ,不考虑信道环境和噪声的影响，STA接收到的AP发送的基带采样信号为
r(n) = s( ) e3'2e ~J 2 = s(n)ej2x^fi~^ ^ = sζκ')βJL·‘fiβΓ,
其中，s (η)表示AP发射的时域数据样本点，？；表示理想的采样间隔，ム=ふ-上为载
波频偏。STA根据下行同步前导估计得到载波频偏又，STA发送数据时按如下方法对上行数据进行载波频偏补偿
d(n) = u{n)sfAM
其中，u(n)表示STA要发送的上行数据时域样本点。e)对上行待发送数据进行采样时钟同步预处理。具体地说，采样时钟同步预处理包括采样钟频偏的预补偿。 在时域进行采样钟频偏的预补偿方法如下
參照图2巾表示STA的采样间隔，AP的采样间隔为=表示STA
和AP之间的采样钟偏差，预补偿的目的是要将采样间隔为$的样本值转换为采样间隔为 的样本值，由于SFO估计误差的存在，最终样本的等效采样间隔只能是逼近·^四4中用Γ；表示，此时，非常微小的采样钟偏差对系统SNR影响可以忽略。
ASTA根据频偏估计的结果计算SFO的估计” ，其中，表示载波频率。
4/X进行采样时钟频率补偿时，STA先将样本数据进行上采样处理，采样间隔7； ,N为整数，表示上采样倍数。然后时域插值，将G= +-1作为新的采样钟偏差输入时域插值模块，使得插值
后样本等效采样间隔为茇，其中，一，；
最后对样本数据做低通滤波和下采样，最終输出的样本的等效采样间隔为了參照图5，本发明实施例中提供的同步方法流程包括
S511，下行时间同步；
STA根据下行帧检测同步前导，并测算出同步前导的起始位置。S512，下行频率同步；
STA根据接收到的下行同步前导估计载波频偏4；，并对接收的下行信号进行相应的频率补偿。S513，下行采样时钟同步；
STA计算相对频偏り=￥，其中力信号载波频率，将该相对频偏作为采样时钟频率偏差估计ぐ=7 ,对接收的下行数据进行相应的采样时钟频率补偿。
S514，上行频率预处理；
对上行待发送数据进行载波同步预处理，采用所述载波频偏4；进行相应的频率补偿。S515，上行采样时钟预处理；
对上行待发送数据进行采样时钟频率预处理，基于所述采样时钟频率偏差估计ぐ进行相应的采样时钟频率补偿，使得上行待发送数据样本的等效采样间隔逼近接收机的采样间隔。S516,信道估计和相位跟踪。接入点AP在收到用户站点发来的信号后进行信道估计和相位跟踪，分别用于消
除采样时钟的相位偏差、残留频偏和残留采样时钟频率偏差。參照图6，本发明实施例还提供ー种用户站点设备600，包括
载波频偏测算单元61，用于测算得到载波频偏Δ/ ；
频偏补偿单元62，用于根据所述载波频偏4 对上行待发送数据进行频率补偿；
采样时钟频偏测算单元63，用于测算采样时钟频率偏差ぐ；
时钟频率补偿单元64，用于根据所述采样时钟频率偏差ζ对上行待发送数据进行采样时钟频率补偿。较佳地，所述下行信号包括同步前导，所述同步前导包括短训练序列和长训练序列。所述载波频偏测算单元61，用于对接收到的下行信号进行延迟自相关处理，利用所述短
训练序列得到初步的频偏估计结果，利用所述长训练序列得到精确的频偏估计结果4；。较佳地，所述短训练序列包括第一循环前缀CPl和多个第一周期序列，所述长训练序列包括第二循环前缀CP2和多个第二周期序列；所述第一周期序列的长度小于所述第ニ周期序列的长度。较佳地，所述短训练序列和所述长训练序列各占用ー个OFDM符号。较佳地，所述采样时钟频偏测算单元63，根据所述载波频偏4；计算相对频偏
其中 为所述下行信号的载波频率，将该相对频偏作为采样时钟频率偏差估计 X Jcη
ζ=ν。较佳地，所述频偏补偿单元62，用于在发送数据时，按照ふ>)=_爲叙对上行
待发送数据进行载波频率补偿；其中，u(n)为用户站点要发送的上行数据时域样本点吣
为理论的基带样本采样间隔。较佳地,所述时钟频率补偿单元64,包括
上采样模块64a，将所述上行待发送数据进行上采样，采样间隔为7；=|，巾カ用户站点的基带样本采样间隔，N为上采样倍数，N为整数；插值模块64b，用于将G = + -1作为新的采样钟偏差进行时域插值，使得插值后样
本等效采样间隔为I，其中;
低通滤波模块64c，用于对插值后的样本数据进行低通滤波；
下采样模块64d，用于对经低通滤波后的数据进行下采样，使得待发送的上行数据样本的等效采样间隔力·^本实施例中提供的用户站点设备，可实现上行频偏预处理和上行采样钟偏差预处理，避免AP端做复杂的多址干扰(MAI,Multiple Access Interference)消除处理,其具体工作原理及流程，如前述方法所述，在此不再赘述。本发明实施例还提供一种实现载波和采样时钟同步的无线通信系统，包括 接入点，发送下行同步前导，并在收到用户站点发来的信号后进行信道估计和相位跟踪，分别用于消除采样时钟的相位偏差、残留频偏和残留采样时钟频率偏差；
用户站点，根据接收到的下行信号确定载波频偏Δ/和采样时钟频率偏差ぐ；根据所述
4/对上行待发送数据进行载波频率补偿；根据所述ぐ对上行待发送数据进行采样时钟频率补偿。本实施例中提供的无线通信系统，可实现载波和采样时钟同步，具体工作原理及流程，如前述方法所述，在此不再赘述。综上所述，本发明提供的技术方案中，根据载波频偏4 对上行待发送数据进行相应的频率补偿；根据接收到的下行信号确定采样时钟频率偏差ぐ，并基于所述采样时钟频率偏差 对上行待发送数据进行相应的采样时钟频率补偿，以解决基于调度的中短距离通信系统同步问题，尤其是上行多用户并行接入时的同步问题。并且通过前导设计可获得比较精确的定时估计、频偏估计、采样钟偏差估计的精度和范围。通过上行频偏预处理和上行采样钟偏差预处理避免AP端做复杂的多址干扰MAI消除处理。本发明所提的同步机制中，时间和频率同步的主要任务都由STA依靠下行同步前导来完成，尤其是频率及采样钟偏差预处理将同步问题简化为单用户的同步问题，以使得接收端分离多用户的数据时不需要复杂的算法消除多址干扰。本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。
权利要求
1.一种实现载波和采样时钟同步的方法，其特征在于，包括如下步骤根据接收到的下行信号确定载波频偏4/和米样时钟频率偏差ぐ； 根据所述4 对上行待发送数据进行载波频率补偿； 根据所述ぐ对上行待发送数据进行采样时钟频率补偿。
2.如权利要求I所述的方法，其特征在干 所述下行信号包括同步前导，所述同步前导包括短训练序列和长训练序列； 对接收到的下行信号进行延迟自相关处理，利用所述短训练序列得到初步的频偏估计结果，利用所述长训练序列得到精确的频偏估计结果4 。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于 所述短训练序列包括第一循环前缀CPl和多个第一周期序列，所述长训练序列包括第ニ循环前缀CP2和多个第二周期序列；所述第一周期序列的长度小于所述第二周期序列的长度。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于 所述短训练序列和所述长训练序列各占用ー个OFDM符号。
5.如权利要求I所述的方法，其特征在于，根据接收到的下行信号确定采样时钟频率偏差·;,具体包括 根据所述载波频偏.き计算相对频偏
6.如权利要求1-5中任何一项所述的方法,其特征在于 根据所述载波频偏又，在发送数据时按如下处理对上行待发送数据进行载波频率补偿
7.如权利要求1-5中任何一项所述的方法，其特征在于，所述对上行待发送数据进行采样时钟频率补偿，具体包括 将
8.ー种用户站点设备，其特征在于，包括 载波频偏测算单元，用于测算得到载波频偏4/s ； 频偏补偿单元，用于根据所述载波频偏4；对上行待发送数据进行频率补偿； 采样时钟频偏测算单元，用于测算采样时钟频率偏差ぐ； 时钟频率补偿单元，用于根据所述采样时钟频率偏差ぐ对上行待发送数据进行采样时钟频率补偿。
9.如权利要求8所述的用户站点设备，其特征在干 所述下行信号包括同步前导，所述同步前导包括短训练序列和长训练序列； 所述载波频偏测算单元，用于对接收到的下行信号进行延迟自相关处理，利用所述短训练序列得到初步的频偏估计结果，利用所述长训练序列得到精确的频偏估计结果Δ/。
10.如权利要求9所述的用户站点设备，其特征在于 所述短训练序列包括第一循环前缀CPl和多个第一周期序列，所述长训练序列包括第ニ循环前缀CP2和多个第二周期序列；所述第一周期序列的长度小于所述第二周期序列的长度。
11.如权利要求10所述的用户站点设备，其特征在于 所述短训练序列和所述长训练序列各占用ー个OFDM符号。
12.如权利要求8所述的用户站点设备，其特征在于 λ 所述采样时钟频偏测算单元，根据所述载波频偏Λ 计算相对频偏 ，其中ぶ为 所述下行信号的载波频率，将该相对频偏”作为采样时钟频率偏差估计f =7。
13.如权利要求8-12中任何一项所述的用户站点设备，其特征在于 所述频偏补偿单元，用于在发送数据时，按照ゴ对上行待发送数据进行载波频率补偿；其中，u(n)为用户站点要发送的上行数据时域样本点，丁’为理论的基带样本采样间隔。
14.如权利要求8-12中任何一项所述的用户站点设备，其特征在于，所述时钟频率补偿单元，包括 上采样模块，将所述上行待发送数据进行上采样，采样间隔为, j^为用户站点的基带样本采样间隔，N为上采样倍数，N为整数； 插值模块，用于将 作为新的采样钟偏差进行时域插值，使得插值后样本等效采样间隔为低通滤波模块，用于对插值后的样本数据进行低通滤波； 下采样模块，用于对经低通滤波后的数据进行下采样，使得待发送的上行数据样本的等效采样间隔为C。
全文摘要
本发明公开了一种实现载波和采样时钟同步的方法，包括根据接收到的下行信号确定载波频偏和采样时钟频率偏差；根据所述对上行待发送数据进行载波频率补偿；根据所述对上行待发送数据进行采样时钟频率补偿。本发明还提供一种用户站点设备，包括载波频偏测算单元、频偏补偿单元、采样时钟频偏测算单元以及时钟采样频率补偿单元。根据本发明，可解决基于调度的中短距离通信系统同步问题，尤其是上行多用户并行接入时的同步问题。本发明中时间和频率同步的主要由STA根据下行同步前导来完成，频率及采样时钟频率偏差预处理，将同步问题简化为单用户的同步问题，以使得接收端分离多用户的数据时不需要复杂的算法消除多址干扰。
文档编号H04W56/00GK102694762SQ20111023705
公开日2012年9月26日 申请日期2011年8月18日 优先权日2011年3月25日
发明者曾勇波, 潘立军, 王飞飞, 闫志刚, 雷俊, 鲍东山 申请人:北京新岸线无线技术有限公司