专利名称：放大器电路、移动通信装置和调整功率放大器偏置的方法
技术领域：
本发明的实施例涉及一种放大器电路、移动通信装置和用于调整功率放大器的偏置(bias)的方法。本发明的进一步的实施例涉及一种基于测量的天线阻抗的功率放大器偏置优化。
背景技术：
用于调整功率放大器的偏置的传统方法包括例如基于检测的输出功率水平来减少功率放大器的偏置电流的方法。通过使用传统的偏置控制方法来执行这种偏置电流的减少。偏置控制包括例如用于基于特定输入参数改变功率放大器的供电电压的驱动器的控制。包括这种偏置控制的传统移动通信装置是基于例如宽带码分多址(WCDMA)。WCDMA描 述了一种多接入方法，而通用移动电信系统(UMTS)是基于其的标准。
发明内容
本发明的实施例提供了一种放大器电路，其中，放大器电路包括功率放大器，用于放大RF输入信号以获得RF输出信号；以及偏置控制器，用于控制功率放大器的偏置。偏置控制器被配置为确定耦合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗的度量，并基于对负载阻抗的度量的确定，提供偏置控制信号以调整功率放大器的偏置。本发明的实施例提供了一种放大器电路，其中，放大器电路包括功率放大器，用于基于供电电压放大RF输入信号以获得RF输出信号；以及偏置控制器，用于控制功率放大器的偏置。偏置控制器包括阻抗确定器，用于确定耦合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗的度量；以及映射单元，用于将所述负载阻抗的度量映射至映射电压，使得映射电压取决于由负载阻抗确定的反射因子的相位。偏置控制器还包括DCDC转换器，被配置为基于映射电压来调整功率放大器的供电电压。映射单元被配置为提供映射电压，使得对于导致具有相等幅度的反射因子的多个负载阻抗而言，RF输出信号的相邻信道泄漏功率比(ACLR)值落入预定范围内。本发明的实施例提供了一种放大器电路，其中，放大器电路包括用于放大RF输入信号以获得RF输出信号的构件；以及用于控制功率放大器的偏置的构件。用于进行控制的构件被配置为确定耦合至用于进行放大的构件的输出端的负载的负载阻抗的度量，并基于对负载阻抗的度量的确定，提供偏置控制信号以调整用于进行放大的构件的偏置。本发明的实施例提供了一种用于发送RF输出信号的移动通信装置。所述移动通信装置包括基带产生器，用于产生基带信号；以及RF信号产生器，用于基于基带信号产生RF信号。所述装置还包括功率放大器，用于从RF信号产生器接收RF信号并放大接收的RF信号以获得RF输出信号；以及偏置控制器，用于控制功率放大器的偏置。偏置控制器被配置为确定耦合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗的度量，并基于对负载阻抗的度量的确定，提供偏置控制信号以调整功率放大器的偏置。所述移动通信装置还包括天线，用于发送RF输出信号。
本发明的实施例提供了一种用于调整功率放大器的偏置的方法。所述方法包括放大RF输入信号以获得RF输出信号；以及控制功率放大器的偏置。控制偏置包括确定耦合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗的度量，并基于对负载阻抗的度量的确定，提供偏置控制信号以调整功率放大器的偏置。
随后将参照公开的附图描述根据本发明的实施例，在附图中
图I示出包括偏置控制器的放大器电路的实施例的框 图2示出包括具有不同查找表的偏置控制器的放大器电路的进一步的实施例的框图；图3示出包括具有阻抗确定器、映射单元和DCDC转换器的偏置控制器的放大器电路的进一步的实施例的框图； 图4示出包括具有阻抗信息查找表的偏置控制器的放大器电路的进一步的实施例的框 图5示出相邻信道泄漏功率比(ACLR)值对于反射因子的相位的示例依赖性的曲线图； 图6示出供电电压对于反射因子的相位的示例依赖性的曲线 图7示出电池电流对于反射因子的相位的示例依赖性的曲线 图8示出包括用于接收频率信息的偏置控制器的放大器电路的进一步的实施例的框图；以及
图9示出包括根据图I的放大器电路的实施例的移动通信装置的实施例的框图。
具体实施例方式下面，将描述其中可使用本发明的一些移动通信装置的操作条件和要求。在以下讨论的条件下，根据本发明的一些实施例提供了良好的性能。移动终端通常不得不应对改变的环境条件。操作温度范围通常在-10°c直到55°C之间(根据3GPP)，而供电电压范围通常在3. OV与4. 3V之间。后者由发送操作期间的电压降以及电池放电特性确定。另外，移动终端的辐射功率强烈地依赖于天线条件，例如，自由空间，通话位置(天线被手覆盖或天线接近头部)。不同的天线条件导致在功率放大器输出端处有效的不同负载阻抗。在一些情况下，功率放大器可能需要应对宽范围的负载阻抗。在具有非恒定包络的传输方案(诸如UMTS和LTE (长期演进))中，天线不匹配造成例如频谱再生问题。这两种标准对于相邻信道上的泄漏功率具有严格限制，即所谓的ACLR (相邻信道泄漏功率比)要求。因此，存在对调整功率放大器的偏置的方法的需要，所述方法允许在改善的ACLR性能、低电流消耗和计算复杂度之间实现良好的折衷。本发明的实施例通过测量耦合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗并基于对负载阻抗测量的确定调整功率放大器的偏置控制信号，来实现刚刚提到的折衷。按这种方式，可能减少在不匹配的情况下的ACLR劣化，从而可在相对低的努力和/或相对低的电流消耗下保持ACLR性能。图I示出包括偏置控制器120的放大器电路100的实施例的框图。如图I中所示，放大器电路100包括功率放大器110和偏置控制器120。这里，功率放大器110被配置为放大RF输入信号105以获得RF输出信号115。此外，偏置控制器120被配置为控制功率放大器110的偏置。RF输入信号105可包括诸如由UMTS标准定义的特定频带中的多个频率(或者可在多个频率之间可切换)。参照图I的实施例，偏置控制器120被配置为确定耦合至功率放大器110的输出端的负载的负载阻抗的度量，并基于对负载阻抗的度量的确定来提供用于调整功率放大器110的偏置的偏置控制信号125。负载阻抗的这种度量例如是依赖于负载阻抗的量。在放大器电路100的输出端获得的RF输出信号115表不RF输入信号105的放大版本。图2示出包括具有不同查找表(224-1、224-2…)的偏置控制器220的放大器电路200的进一步的实施例的框图。这里，图2的放大器电路200基本包括与图I的放大器电路100相同的块。因此，具有相似实施方式和/或功能的相同块由相同的标号表示。此外，图2中示出的放大器电路200的偏置控制器220可与图I中示出的放大器电路100的偏置控 制器120对应。参照图2的实施例，偏置控制器220可包括查找表222，其配置为针对多个负载阻抗存储与反射因子的对应值相关的多个偏置电压值，使得对于具有相等幅度的反射因子而言(例如，对于导致相同的VSWR或电压驻波比的反射因子)，偏置电压值取决于对应反射因子的相位和幅值(幅度)。偏置控制器220被配置为从查找表222提取单独偏置电压值，其中，所述单独偏置电压值可对应于由负载阻抗确定的反射因子的值。这里，偏置控制器220被配置为基于从查找表222提取的单独偏置电压，提供偏置控制信号125以调整功率放大器110的偏置。图2中还示出偏置控制器220可包括用于RF输入信号105的多个频率的不同查找表 224-1、224-2.。这里，不同查找表 224_1、224_2...由“LUT1:频率 1”、“LUT2:频率2”表示，指示所述不同查找表224-1、224-2...与RF输入信号105的不同频率(频率I、频率2...)对应。查找表224-1、224-2可被认为是查找表222的子表，如图2中所示。然而，查找表224-1、224-2可以可替代地取代查找表222。参照图2的实施例，查找表(或子表)224-1,224-2...中的每一个可被配置为针对多个负载阻抗存储与反射因子的对应值相关的多个偏置电压值，使得对于具有相等幅度的反射因子，偏置电压值取决于对应反射因子的相位。另外，偏置控制器220还可被配置为从选择的与RF输入信号105的当前频率相关的查找表提取单独偏置电压值。在一个实施例中，所述单独偏置电压值与由针对RF输入信号105的当前频率的负载阻抗确定的反射因子的相位对应。要指出，在一个实施例中，RF输入信号105的当前频率由偏置控制器220接收的频率信息205指示，所述偏置控制器220包括不同的查找表或查找子表(224-1、224-2...)。在图2的实施例中，偏置控制器220被配置为基于从选择的查找表提取的单独偏置电压值，提供偏置控制信号125以调整功率放大器110的偏置。图3示出包括具有阻抗确定器322、映射单元324和D⑶C转换器326的偏置控制器320的放大器电路300的进一步的实施例的框图。这里，图3的放大器电路300基本包括与图I的放大器电路100相同的块。因此，具有相似实施方式和/或功能的相同块由相同的标号指示。此外，图3中示出的放大器电路300的偏置控制器320和功率放大器供电电压325 Vcc与图I中示出的放大器电路100的偏置控制器120和偏置控制信号125对应。参照图3的实施例,放大器电路300包括功率放大器110，所述功率放大器110基于功率放大器供电电压325 Vcc放大RF输入信号105，以获得RF输出信号115。在图3中还可看出，放大器电路300的偏置控制器320包括阻抗确定器322、映射单元324和D⑶C转换器326。这里，阻抗确定器322被配置为例如以反射因子r\的形式确定耦合至功率放大器110的输出端的负载的负载阻抗的度量321 rLO映射单元324被配置为将负载阻抗的度量321映射至映射电压323 Vramp，使得映射电压Vramp取决于由负载阻抗确定的反射因子1\的相位和幅值。这里，r\仅是作为考虑到预定参考阻抗的S参数的负载阻抗的不同表示。D⑶C转换器326被配置为基于映射电压323调整功率放大器110的供电电压325。在图3的实施例中，映射单元324被配置为提供映射电压323，使得对于导致具有相等幅度和不同相位的反射因子的多个负载阻抗而言，RF输出信号115的相邻信道泄漏功率比(ACLR)值落入预定义的范围内。图4示出包括具有阻抗信息查找表424 (LUT B)的偏置控制器420的放大器电路400的进一步的实施例的框图。如图4中所示，放大器电路400包括功率放大器410、偏置控制器420和定向耦合器406。这里，图4中示出的放大器电路400的功率放大器410和 偏置控制器420可以与图I中示出的放大器电路100的功率放大器110和偏置控制器120对应。在图4的实施例中，基带产生器402 (基带产生器“BB”)和RF信号产生器404 (“RF信号产生”)也被示出。具体地，基带产生器402被配置为产生基带信号403 s (t)，而RF信号产生器404被配置为基于基带信号403 s(t)产生RF信号405。在图4中还可看出，功率放大器410被配置为从RF信号产生器404接收RF信号405，以获得RF输出信号415。这里，如图4的实施例中示出的由功率放大器410接收的RF信号405以及由功率放大器410输出的RF输出信号415与如图I的实施例中示出的由功率放大器110接收的RF输入信号105以及由功率放大器110输出的RF输出信号115对应。此外，图4的功率放大器410包括连接到RF前端414的功率放大器单元412。放大器电路400的定向耦合器406被耦合至功率放大器单元412的输出端或RF前端414的输出端，使得其可被用于依据负载阻抗执行反射因子测量。参照图4的实施例，放大器电路400的偏置控制器420包括阻抗确定器422、阻抗信息查找表424 (LUT B)、查找表426 (LUT A)、第一数模转换器(DAC) 428-1、第二数模转换器(DAC) 428-2以及DOTC转换器430。这里，阻抗确定器422由“确定天线阻抗r\”表示，而阻抗信息查找表424和查找表426分别由“LUT B:存储1\数据”和“LUTA:Vcq=f(rL) ;Vcc=f(r\)”表示。此外，图4的查找表426可与图2的查找表222对应，而图4的阻抗确定器422和D⑶C转换器430可与图3的阻抗确定器322和D⑶C转换器326对应。根据图4的实施例，定向耦合器406被配置为提供表示例如复负载阻抗的测量信号407，并将提供的测量信号407转发给偏置控制器420的阻抗确定器422。阻抗确定器422可进而被配置为确定(复值的)负载阻抗的度量421 r\，诸如复值的反射因子r\。这里，由如图4中示出的阻抗确定器422获得的负载阻抗的度量421 r\可与由如图3中示出的阻抗确定器322获得的负载阻抗的度量321 r\对应。在图4的实施例中，偏置控制器420的阻抗信息查找表424可被配置为基于测量的阻抗信息421 r\针对RF输入信号405的对应频率存储负载阻抗的多个度量。此外，偏置控制器420被配置为从阻抗信息查找表424 (LUT B)提取负载阻抗的单独度量425。这里，所述负载阻抗的单独度量425可与诸如跳频模式下的RF输入信号405的频率对应。此夕卜，偏置控制器420被配置为基于从阻抗信息查找表424提取的负载阻抗的单独度量425，提供偏置控制信号以调整功率放大器410的偏置。因此，如果查找表424不包括存储的、先前测量的阻抗值，则当前测量的阻抗值421可被用作阻抗度量425，否则来自查找表424的存储的、先前测量的阻抗值可被用作阻抗度量425。如图4的实施例中所描绘的，偏置控制器420被配置为基于从阻抗信息查找表424提取的负载阻抗的单独度量425或者基于测量的阻抗信息421，从查找表426提取第一数字偏置电压值427-1和第二数字偏置电压值427-2。在一个实施例中，第一数字偏置电压值427-2和第二数字偏置电压值427-2分别表示从对于反射因子或负载阻抗的度量的函数依赖得到的电压Vcc或Vcq。从查找表426提取的第一数字偏置电压值427-1和第二数字偏置电压值427_2分别被第一数模转换器428-1和第二数模转换器428-2转换为第一模拟偏置电压值429-1 Vramp以及第二模拟偏置电压值429-2 Vcq0偏置控制器420的D⑶C转换器430被配置为基于第一模拟偏置电压值429-1 Vramp调整功率放大器412的供电电压435 Vcc。这里，图4的实施例中的第一模拟偏置电压值429-1和供电电压435基本与图3的实施例中的映射电压323和供电电压325分别对应。换句话说，D⑶C转换器430被配置为基于由查找表426 (LUTA)的条目确定的映射电压429-1调整功率放大器410的供电电压435。因此，如图4中所示，在一个实施例中，偏置控制器420被配置为提供第一偏置控制信号来调整功率放大器410的供电电压435 Vcc0另外，偏置控制器420被配置为提供第二偏置控制信号以调整输入侧的偏置电压429-2 Vcq，从而调整功率放大器410的静态电流。具体地，在图4的实施例中，功率放大器412被配置为基于供电电压435以及由输入侧的偏置电压429-2调整的静态电流(其中输入侧的偏置电压可例如调整放大器晶体管的栅极偏置或基极偏置)来放大RF输入信号405。图5示出相邻信道泄漏功率比(ACLR)值505对于反射因子的相位501的示例依赖性的曲线图500。具体地，在图5中，示出针对Vcc=常量=3. 7V以及“Vcc伺服”的负载相位上的ACLR。这里，反射因子可分别与从图3或图4的实施例中的阻抗确定器322或422获得的反射因子321、421对应。由于反射因子基本由耦合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗确定，因此反射因子的相位501还可被称为“负载相位”。相邻信道泄漏功率比(ACLR)值505 (单位为dBc)通常被定义为发送功率(诸如为通信而选择的UMTS传输信道中的功率)与相邻信道中的功率的比(或定义为其逆)。因此，ACLR值505表示泄漏到相邻信道中的功率的度量，其中，较小的ACLR值(单位为dBc)基本与较好的ACLR性能对应。根据本发明的实施例，功率放大器可被配置为例如单端功率放大器，使得对于功率放大器的恒定供电电压502(例如，Vcc=3. 7V)，针对导致具有相等幅度的反射因子的多个负载阻抗而言(即，针对给定VSWR)，RF输出信号的ACLR值505对于反射因子的相位501(以度为单位)的依赖性(诸如由图5的曲线图500中的第一曲线507-1表示)例如包括在-180°与180°之间的总相位角度范围511内的单个峰值509。这里，将注意，在图5的曲线图500中，被用于操作放大器电路的电池电压506 Vbatt具有示例值3. 7V。
这里还指出，在图5的曲线图500、图6的曲线图600和图7的曲线图700中，依赖性(S卩，ACLR值、供电电压和电池电流)被具体针对示例电压驻波比(VSWR)值3:1而示出。如本领域技术人员所公知的，电压驻波比通常被定义为驻波的最大电压(Vmax)和最小电压(Vmin)的比并取决于由负载阻抗确定的反射因子(r\)的幅度。这里，最大电压Vmax基本与功率放大器的输出端处的前向传播波的电压Vf与由I禹合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗所反射的反射波的电压\之和对应(即，Vmax=VF+VE),而最小电压Vmin基本与前向传播波的电压Vf与反射波的电压Vk之间的差对应(S卩，Vmin=VF-VE)。图5至图7的曲线图中VSWR值恒定的条件意味着对应的依赖性与导致具有相等幅度的反射因子的多个负载阻抗相关。在与图5相关的实施例中，放大器电路的偏置控制器被配置成为功率放大器提供由“Vcc伺服”表示的可变供电电压435、504，使得针对具有相等幅度的反射因子而言基于对应反射因子的相位501的ACLR值505在总相位角度范围511内落入预定义的范围内。这样的基于相位501的ACLR值505在图5的曲线图500中由第二曲线507-2表示，所述第二 曲线507-2在整个相位角度范围上示出几乎恒定的行为。具体地，图5的曲线图500的第二曲线507-2可具有落入例如-37和-35dBc之间的预定义的范围中的ACLR值，而优选地，可变供电电压435、504可被调整以获得约-36dBc的恒定ACLR值。因此，查找表426的条目可被选择以基于(由信息425表示的)反射因子r\的相位调整电压435，使得在从-180°至180°的全部相位范围上，ACLR近似恒定(例如，变化小于±2dB，或者甚至小于±ldB)。图6不出供电电压435、605对于反射因子(例如，反射因子r J的相位501的不例依赖性的曲线图600。具体地，在图6中，示出在Vcc被伺服以获得恒定ACLR值的情况下负载相位上的Vcc。在图6的曲线图600中，示出曲线607，其表示在总相位角度范围511上、针对具有相等幅度的反射因子(VSWR=3:1)而言、作为对应反射因子(例如，反射因子r\)的相位501的函数的供电电压435、605 Vcc (单位V)。这里，图6的曲线图600中绘出的供电电压605可以与为如关于图5描述的功率放大器而提供的供电电压435、504 (Vcc伺服)对应。如图6中所示，例如，供电电压Vcc可通过查找表426、DAC 428-1和D⑶C转换器430的协作而被提供。在图6的曲线图600中可看出，针对导致具有相等幅度的反射因子的多个负载阻抗将供电电压435、605示出为反射因子的相位501的函数的曲线607的特征例如在于在相位角度-70°至-50°之间的第一相位角度区域610中的峰609以及在相位角度60°至90°之间的第二相位角度区域620中的谷611。在参照图6的实施例中，在总相位角度范围511上，供电电压605的变化率例如小于I. 5:1，其中，所述变化率可被定义为曲线607的最大值613与最小值615的比。图7示出电池电流705对于反射因子的相位501的示例依赖性的曲线图700。具体地，在图7中，针对Vcc=常量=3. 7V以及“Vcc伺服”示出负载相位上的电池电流。图7的曲线图700基本包括与图5的曲线图500相同的组件。因此，相同的组件由相同的标号表示。在图7的曲线图700中，将电流705 (单位为A)表示为相位501 (负载相位)的函数的第一曲线707-1和第二曲线707-2在总相位角度范围511内被绘出。这里，图7中示出的曲线图700的相位501与针对如图5的曲线图500和图6的曲线图600中的具有相等幅度的反射因子(VSWR=3:1)的反射因子对应。另外，第一曲线707-1对应于3. 7V的恒定供电电压502，而第二曲线707-2对应于可变供电电压504(Vcc伺服)。用于放大器电路的电池电压506被设置为示例值3. 7V。在图7中可清楚看出，在使用可变或伺服的供电电压504的情况下，当与使用恒定供电电压502的情况相比时，由功率放大器消耗的电池电流705至少在显著的相位范围上可明显降低。对应地，在图7的曲线图700中，第二曲线707-2至少部分位于第一曲线707-1以下。对于大于近似-80°的相位角度而言情况尤其如此。因此，通过基于负载相位调整功率放大器的供电电压以获得落入预定义的范围内的RF输出信号的ACLR值，功率放大器的电流消耗可降低。为了重述关于图4描述的实施例，耦合至功率放大器的输出端的诸如天线(图4的天线408)的负载的负载阻抗或天线阻抗可通过定向耦合器来测量。然而，提供天线阻抗的相位和幅度的每种方法可适用于本发明的实施例。定向耦合器的使用是一种实施方式，但存在也可提供负载阻抗的其他方法。DCDC转换器可被用于设置功率放大器的供电电压Vcc。根据本发明的进一步的实施例,D⑶C转换器还可被实现为仅降压(buck-only)的转换器、仅升压(boost-only)的转换器或降压升压(buck_boost)转换器。施加到功率放大器的供电电压Vcc确定功率放大器的线性输出功率能力。供电电压越高，功率放大器的最大 线性输出功率越高。然而，由于DCDC转换器的较低转换比，高供电电压还意味着高电池电流。因此，供电电压被优选地设置为这样的值，该值应该尽可能低以节省电池电流，但仍应该足够高以在所有条件下保证良好的ACLR性能。查找表(LUT A)可被用于根据负载相位来设置功率放大器的偏置。阻抗信息查找表(LUT B)可被用于存储测量的负载阻抗，例如根据发送信道或频率信息来存储(例如，以能够在频率改变的情况下快速调整功率放大器偏置)。本发明的基本构思将在下面被总结。图5示出在两种不同情况下在VSWR 3:1负载不匹配时负载相位上的ACLR性能。在第一种情况下，功率放大器的供电电压Vcc恒定处于3. 7V，以及在第二种情况下，供电电压Vcc被最优化为在负载相位上保持_36dBc的示例ACLR目标。如果供电电压Vcc恒定处于3. 7V或电池电压范围内的任何其他值，则ACLR性能明确地取决于负载相位角度。这对于所有的线性功率放大器是典型的。只是特性依据功率放大器架构而不同。如图5中所绘，单端功率放大器在相位上具有一个最大值。这里，所述最大值出现在-120度,而平衡的放大器由于90度混合而具有两个最大值。在图5中可看出，对于一些相位角度，在Vcc保持恒定的情况下，ACLR值比所需要的好得多。这种典型行为可被用于根据相位来降低供电电压Vcc，这意味着可以ACLR余量为代价来降低Vcc电压。这还在图5中被绘出为情况“Vcc伺服”。这里“Vcc伺服”意味着在每个相位角度的功率放大器供电电压Vcc被调整，使得ACLR值将是恒定的(在该示例中，为-36dBc)。供电电压Vcc的该调整可例如通过以下方式来实现依据负载相位选择查找表(LUT A)的条目，使得ACLR在从-180°至+180°的全部相位范围上近似恒定(例如，变化小于±2dB，或者甚至小于 ±IdB)。图6示出相位角度上的对应Vcc响应(例如，通过图4的实施例中的查找表426、DAC 428-1和D⑶C转换器430的协作提供的Vcc响应)。在相位角度上，Vcc变化大于IV。与功率放大器的所谓的高阻抗范围对应的相位角度(在本示例中，为-60度)可能例如需要高供电电压，从而防止功率放大器电压饱和；与功率放大器的低阻抗相位范围对应的相位角度(60. . . 90度)允许较低的供电电压。图7示出对电池电流的影响。如果根据本发明的实施例，对于恒定ACLR伺服Vcc，则所述电池电流可被大大地降低，这是本发明的益处。合适的Vcc设置可能需要关于负载阻抗的知识。如果负载阻抗已知，则Vcc电压可被设置为可能的最低值，该值对于保持如图6中示出的特定目标ACLR性能是足够高的。该方法还显著地降低了对于基准测试而言重要的50欧姆电流。在Vcc=常量的情况下，50欧姆的电池电流对于该功率放大器类型大概为370mA。在“Vcc伺服”到_36dBc的ACLR目标的情况下，在Vbatt=3. 7V时，电池电流为297mA。在50欧姆实现_36dBc的ACLR值所需要的Vcc为例如2. 8V。如果电池电压为3. 7V，则转换比为3. 7V/2. 8V=1. 32。假设D⑶C转换器效率为93%，则电流被减少至I. 32X0. 93=1. 23分之一。通过移除在50欧姆时不需要的功率余量，电池电流可例如被減少超过20%，这将导致最佳级别的电流消耗性能。图8示出包括用于接收频率信息805的偏置控制器820的放大器电路800的进ー步的实施例的框图。图8的功率放大器800基本包括与图I的功率放大器100相同的块。
因此，具有相似实施方式和/或功能的相同块由相同的标号表示。然而，在图8的实施例中，放大器电路800的偏置控制器820被配置为执行以下步骤。首先，在时隙序列的最初时隙之前，最大偏置控制信号被提供以将功率放大器110的偏置设置为最大电平。随后，负载阻抗的度量rし被确定。最終,对于时隙序列的连续(consecutive)时隙基于对负载阻抗的度量r L的确定，与最大偏置控制信号不同的偏置控制信号825被提供以调整功率放大器110的偏置。例如，偏置控制器820被配置为针对跳频序列的每个频率执行关于图8的实施例描述的步骤。这里，诸如在跳频模式下的调频序列的频率中的每ー个可由通过偏置控制器820接收的频率信息805指示。由图8的偏置控制器820接收的频率信息805可以与由图2的偏置控制器220接收的频率信息205对应。因此，在图2和图8的实施例中，偏置控制器220或820被配置为分别基于频率信息205、805为功率放大器110提供偏置控制信号125、825。根据图8的实施例，放大器电路800的偏置控制器820被配置为针对多个频率存储负载阻抗的度量，并在返回到在跳频序列中先前使用的频率时重用存储的负载阻抗的度量。根据进ー步的实施例，以上关于图8描述的过程可包括以下步骤。首先，如果天线阻抗未知(例如，在第一时隙或频率改变之前)，功率放大器的偏置被设置为高电平，所述高电平保证了与天线阻抗无关的合理的ACLR性能。然后，在下一传输时隙期间，測量天线阻杭。然后，依据测量的阻抗，对于下一时隙设置偏置电压。在实施例中，偏置控制可改变功率放大器的供电电压和/或静态电流。这也被称为双偏置控制。在以上关于图4描述的实施例中，仅(或者优选地)改变Vcc电平。这里，要指出，双偏置控制将进ー步降低电流消耗，然而增加了复杂度。另外，如果移动装置在跳频模式下操作，则刚刚提到的过程步骤可被独立应用于每个跳频。这可通过存储每个信道的阻抗数据的专用表(例如，图4的实施例中的LUT B)来实现。再次參照图4的实施例，负载阻抗与偏置条件之间的关系包括在查找表LUT A中。在一些情况下，对于移动装置支持的每个频带可能需要该查找表，并且所述查找表可通过实验测量而确定。对于每个频带，在一些情况下，应该存在多个频率点以对功率放大器的频率响应进行补偿。在包括双エ器的频带中情况尤其如此。不必要具有用于每个输出功率水平的表。相对于50欧姆偏置而归ー化的表是足够的。在进ー步的实施例中，如以上描述的相同的过程可被应用于2G移动装置以减少不匹配情况下的最大电流。由于过度的热耗散，尤其是对于智能电话而言，最大电流的減少是严重的问题。如果天线阻抗处于功率放大器的低阻抗范围(功率放大器汲取最高电流的相位范围)中，则输出功率可被减少以保持耗散的热量低于特定值。如果2G功率放大器由DCDC转换器供电，则供电电压可被降低以减少电池电流。通过评估负载阻抗，热耗散可被容易地限制，这对于电话供应商而言是重要的。图9示出包括根据图I的放大器电路100的实施例的移动通信装置900的实施例的框图。如图9中所示，用于发送RF输出信号的移动通信装置900可包括基带产生器910、RF信号产生器920、功率放大器110、偏置控制器120和天线930。这里，功率放大器110和偏置控制器120可组成如图I的实施例中示出的放大器电路100。因此，图9中具有与图I 中的那些块相似的实施方式和/或功能的相似块由相同的标号表示。此外，图9中示出的移动通信装置900的基带产生器910和RF信号产生器920可与图4的实施例中示出的基带产生器402和RF信号产生器404对应，而从基带产生器910和RF信号产生器920获得的基带信号915 s(t)以及RF信号925可与从基带产生器402以及RF信号产生器404获得的基带信号403 s (t)和RF信号405对应。在图9的实施例中，基带产生器910被配置为产生基带信号915。RF信号产生器920可被配置用于基于基带信号915产生RF信号925。功率放大器110被配置为从RF信号产生器920接收RF信号925，并用于放大接收的RF信号以获得RF输出信号115。偏置控制器120被配置为控制功率放大器110的偏置。这里，偏置控制器120被配置为确定耦合至功率放大器110的输出端的负载的负载阻抗的度量r\(例如，反射因子)，并基于对负载阻抗的度量的确定提供偏置控制信号125以调整功率放大器110的偏置。天线930被配置为发送RF输出信号115作为发送的RF输出信号935。根据本发明的一些实施例提供了比使用隔离器来在天线不匹配的情况下保持良好的ACLR性能的传统3G移动装置更好的性能。隔离器解决了天线不匹配的情况下的线性退化，但是对尺寸和成本具有严重影响。不断増加的频带数量加重了隔离器方式的成本和尺寸缺点。結果，隔离器从大多数设计中被去除并且被也应该提供负载不敏感行为的其他方式消除。现在，平衡功率放大器是负载不敏感功率放大器解决方案的最重要的类别。存在一些取决于功率放大器供应商的设计变体，但是所有实施方式依赖于90度混合作为核心元件来減少负载敏感度。每个平衡功率放大器的ー个主要缺点在干由于由混合网络造成的额外的损耗，以较低的功率放大器效率为代价获得了负载不敏感性。平衡放大器的峰值效率通常在35-37%的范围内，而单端功率放大器实现了多于40%的效率。根据本发明的一些实施例比具有更多余量的放大器提供了在效率和复杂度之间的更好的折衷。已发现，使用具有较多的线性输出功率余量的单端放大器通常是不那么有效的方式。由于额外的线性功率，不匹配情况下的ACLR劣化被減少。与平衡功率放大器相比的优点是较低复杂度的硬件，这允许更节省成本且尺寸更小的解决方案。然而，如果针对两种架构假定在不匹配的情况下的相同ACLR性能，则对于效率的影响甚至比在平衡功率放大器的情况下更严重。根据本发明的一些实施例比传统的基于软件的解决方案提供了在效率和复杂度之间更好的折衷。除上述的基于硬件(HW)的解决方案之外，存在一些软件(SW)解决方案，所述软件解决方案目标也在于提高不匹配情况下的ACLR并对效率、成本或功率放大器复杂度具有较少影响。好的示例是预失真和自适应偏置。这里的缺点是目前为止妨碍了在移动装置中进行部署的明显更高的软件复杂度。尽管已在设备的上下文中描述了ー些方面，但是清楚的是，这些方面还表示对应方法的描述，其中，块或装置与方法步骤或方法步骤的特征对应。类似地，在方法步骤的上下文中描述的方面也表示对应设备的对应块或项目或特征的描述。ー些方法步骤或所有方法步骤可由(或使用)如例如微处理器、可编程计算机或电子电路的硬件设备来执行。在一些实施例中，最重要的方法步骤中的某个或某些方法步骤可由这样的设备执行。依据特定实施方式的需要，本发明的实施例可以以硬件或以软件来实现。所述实 施方式可使用数字存储介质(例如，软盘、DVD、蓝光、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或闪存)来执行，所述数字存储介质上存储有电子可读控制信号，所述电子可读控制信号与(或能够与)可编程计算机系统协作以使得相应的方法被执行。因此，数字存储介质可以是计算机可读的。根据本发明的一些实施例包括具有电子可读控制信号的数据载体，所述电子可读控制信号能够与可编程计算机系统协作，以使得在此描述的方法之ー被执行。通常，本发明的实施例可被实现为具有程序代码的计算机程序产品，当所述计算机程序产品在计算机上运行时，所述程序代码可操作以执行所述方法之一。程序代码可以例如被存储在机器可读载体上。其他实施例包括用于执行在此描述的方法之一的、存储在机器可读载体上的计算机程序。换句话说，因此，本发明方法的实施例是具有程序代码的计算机程序，当计算机程序在计算机上运行时所述程序代码用于执行在此描述的方法之一。因此，本发明方法的进ー步的实施例是包括记录在其上的、用于执行在此描述的方法之一的计算机程序的数据载体(或数字存储介质、或计算机可读介质)。所述数据载体、数字存储介质或记录介质通常是有形的并且/或者是非瞬时性的。因此，本发明方法的进ー步的实施例是表示用于执行在此描述的方法之一的计算机程序的数据流或信号序列。所述数据流或信号序列可例如被配置为经由数据通信连接(例如，经由互联网)被传送。进ー步的实施例包括被配置为或被适配为执行在此描述的方法之一的处理构件，例如，计算机或可编程逻辑装置。进ー步的实施例包括具有安装在其上的用于执行在此描述的方法之一的计算机程序的计算机。根据本发明的进ー步的实施例包括被配置为将用于执行在此描述的方法之一的计算机程序传送(例如，电子传送或光学传送)给接收机的设备或系统。所述接收机可以是例如计算机、移动装置、存储器装置等。所述设备或系统可以例如包括用于将所述计算机程序传送给接收机的文件服务器。
在一些实施例中，可编程逻辑装置(例如，现场可编程门阵列)可被用于执行在此描述的方法的一些功能或所有功能。在一些实施例中，现场可编程门阵列可与微处理器协作以执行在此描述的方法之一。通常，所述方法优选地被任意硬件设备执行。上述实施例仅说明本发明的原理。应理解，对于本领域技术人员而言，在此描述的布置和细节的修改和变化将是显而易见的。因此，意图仅通过随附的专利权利要求的范围来进行限制，而不是由在这里通过描述和解释实施例的方式给出的特定细节来进行限制。总之，本发明的实施例提供了一种对于在基于例如8PSK/GMSK (8_相移键控/高斯最小频移键控)、WCDMA或LTE的所有移动终端中发生的问题具有吸引力的解决方案。本发明的实施例与WCDMA最相关，但也可被应用于解决其他领域的相似问题。本发明的实施例提供了一种将低软件复杂度与对硬件架构的最小(或者至少，合理小)影响结合的过程，从而允许不匹配情况下的优越的电流消耗以及ACLR性能。将注意，移动装置中关于天线阻抗的知识或其测量对于本发明的实施例是重要的 并且是其先决条件。除此之外，期望在将来，许多移动装置将支持由于其他原因引起的天线阻抗的测量。例如，这样的原因可以是诸如在生产期间调整天线调谐器或运行自測，以检查天线是否被正确安装等。与平衡功率放大器方式相比，本发明的实施例具有以下益处可实现较低复杂度的功率放大器，从而允许功率放大器的较小尺寸和成本，并且可实现较高的50欧姆峰值效率。另外，与预失真相比，本发明的实施例具有以下益处它们提供了较低复杂度的软件算法，快速稳定(settling)时间以及前馈实施方式。这里,要指出，在快速稳定时间的情况下，仅需要一个测量点，而可使得前馈实施方式健壮，从而不具有稳定性问题。基本上，本发明的实施例提供了一种用于依据测量的负载阻抗来设置功率放大器的偏执的构思。在一些实施例中，定向耦合器可被使用并且ACLR可在相位上保持相对恒定。在一些进ー步的实施例中，其他的如预失真的过程也可被采用，需要多个时隙来使ACLR值稳定。
权利要求
1.一种放大器电路，包括 功率放大器，其被配置为放大RF输入信号以获得RF输出信号；以及 偏置控制器，其被配置为控制功率放大器的偏置， 其中，偏置控制器被配置为确定耦合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗的度量，并基于对负载阻抗的度量的确定，提供偏置控制信号以调整功率放大器的偏置。
2.如权利要求I所述的放大器电路，其中，偏置控制器被配置为提供第一偏置控制信号作为所述偏置控制信号以调整功率放大器的供电电压。
3.如权利要求2所述的放大器电路，其中，偏置控制器被配置为还提供第二偏置控制信号作为所述偏置控制信号以调整输入侧的偏置电压，从而调整功率放大器的静态电流。
4.如权利要求2所述的放大器电路，其中，功率放大器被配置为基于供电电压和静态电流来放大RF输入信号。
5.如权利要求I所述的放大器电路，其中，偏置控制器包括查找表，所述查找表被配置为针对多个负载阻抗存储与反射因子的对应值相关的多个偏置电压值，使得对于具有相等幅度的反射因子而言，偏置电压值取决于对应反射因子的相位和幅值。
6.如权利要求5所述的放大器电路，其中，偏置控制器被配置为从查找表提取单独偏置电压值，其中，所述单独偏置电压值与由确定的负载阻抗确定的反射因子的值对应，并且其中，偏置控制器被配置为基于从查找表提取的单独偏置电压值提供偏置控制信号以调整功率放大器的偏置。
7.如权利要求I所述的放大器电路，其中，偏置控制器包括分别用于RF输入信号的多个不同频率的不同查找表，其中，每个查找表被配置为针对多个负载阻抗存储与反射因子的对应值相关的多个偏置电压值，使得对于具有相等幅度的反射因子而言，偏置电压值取决于对应反射因子的相位。
8.如权利要求7所述的放大器电路，其中，偏置控制器被配置为从选择的与RF输入信号的当前频率相关的查找表提取单独偏置电压值，其中，所述单独偏置电压值与由所确定的针对RF输入信号的当前频率的负载阻抗确定的反射因子的相位对应，并且其中，所述偏置控制器被配置为基于从选择的查找表提取的单独偏置电压值提供偏置控制信号以调整功率放大器的偏置。
9.如权利要求I所述的放大器电路，其中，偏置控制器还包括DOTC转换器，所述DOTC 转换器被配置为基于由查找表的条目确定的映射电压来调整功率放大器的供电电压。
10.如权利要求I所述的放大器电路，其中，偏置控制器包括阻抗信息查找表，所述阻抗信息查找表被配置为针对RF输入信号的对应频率存储负载阻抗的多个度量。
11.如权利要求10所述的放大器电路，其中，偏置控制器被配置为从阻抗信息查找表提取负载阻抗的单独度量，其中，所述负载阻抗的单独度量与跳频模式下的RF输入信号的频率对应，并且其中，偏置控制器被配置为基于从阻抗信息查找表提取的负载阻抗的单独度量来提供偏置控制信号以调整功率放大器的偏置。
12.如权利要求I所述的放大器电路，其中，功率放大器被配置成使得对于功率放大器的恒定供电电压而言，对于导致具有相等幅度的反射因子的多个负载阻抗，RF输出信号的相邻信道泄漏功率比值对于反射因子的相位的依赖性在总相位角度范围内包括单个峰值。
13.如权利要求I所述的放大器电路，还包括定向耦合器，所述定向耦合器被配置为执行基于负载阻抗的反射因子测量。
14.如权利要求I所述的放大器电路，其中，偏置控制器被配置为在时隙序列的初始时隙之前提供最大偏置控制信号以将功率放大器的偏置设置为最大电平，并且其中，偏置控制器还被配置为随后确定负载阻抗的度量，并且对于时隙序列的连续时隙基于对负载阻抗的度量的确定，提供与最大偏置控制信号不同的偏置控制信号以调整功率放大器的偏置。
15.如权利要求14所述的放大器电路，其中，偏置控制器被配置为执行在时隙序列的初始时隙之前提供最大偏置控制信号以将功率放大器的偏置设置为最大电平的步骤，随后确定负载阻抗的度量的步骤，以及针对跳频序列的每个频率、对于时隙序列的连续时隙基于对负载阻抗的度量的确定提供与最大偏置控制信号不同的偏置控制信号来调整功率放大器的偏置的步骤。
16.如权利要求15所述的放大器电路，其中，偏置控制器被配置为针对多个频率存储 负载阻抗的度量，并在返回到先前在跳频序列中使用的频率时重用存储的负载阻抗的度量。
17.—种放大器电路,包括 功率放大器，其被配置为基于供电电压放大RF输入信号以获得RF输出信号； 偏置控制器，其被配置为控制功率放大器的偏置，其中，偏置控制器包括 阻抗确定器，其被配置为确定耦合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗的度量；映射单元，其被配置为将所述负载阻抗的度量映射至映射电压，使得映射电压基于由负载阻抗确定的反射因子的相位；以及 DCDC转换器，其被配置为基于映射电压来调整功率放大器的供电电压， 其中，映射单元被配置为提供映射电压，使得对于导致具有相等幅度的反射因子的多个负载阻抗而言，RF输出信号的相邻信道泄漏功率比值落入预定义的范围内。
18.—种放大器电路,包括 用于放大RF输入信号以获得RF输出信号的构件；以及 用于控制功率放大器的偏置的构件， 其中，用于进行控制的构件被配置为确定耦合至用于进行放大的构件的输出端的负载的负载阻抗的度量，并基于对负载阻抗的度量的确定，提供偏置控制信号以调整用于进行放大的构件的偏置。
19.一种用于发送RF输出信号的通信装置，所述移动通信装置包括 基带产生器，其被配置为产生基带信号； RF信号产生器，其被配置为基于基带信号产生RF信号； 功率放大器，其被配置为从RF信号产生器接收RF信号并放大接收的RF信号以获得RF输出信号； 偏置控制器，其被配置为控制功率放大器的偏置， 其中，偏置控制器被配置为确定耦合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗的度量，并基于对负载阻抗的度量的确定，提供偏置控制信号以调整功率放大器的偏置；以及天线，其被配置为发送RF输出信号。
20.一种用于调整功率放大器的偏置的方法，所述方法包括 放大RF输入信号以获得RF输出信号；以及控制功率放大器的偏置， 其中，控制步骤包括确定耦合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗的度量，并基于对负载阻抗的度量的确定，提供偏置控制信号以调整功率放大器的偏置。
全文摘要
本发明涉及放大器电路、移动通信装置和调整功率放大器偏置的方法。一种放大器电路包括功率放大器，其被配置为放大RF输入信号以获得RF输出信号；以及偏置控制器，其被配置为控制功率放大器的偏置。偏置控制器被配置为确定耦合至功率放大器的输出端的负载的负载阻抗的度量，并基于对负载阻抗的度量的确定，提供偏置控制信号以调整功率放大器的偏置。
文档编号H04B7/15GK102710223SQ20121008566
公开日2012年10月3日 申请日期2012年3月28日 优先权日2011年3月28日
发明者A.兰格, C.黑普 申请人:英特尔移动通信有限公司