专利名称：用于通过解调从载波信号恢复所需信号的电子电路和方法以及调制解调器的制作方法
技术领域：
本发明涉及通过解调从载波信号恢复所需信号的电子电路和方法，以及调制解调器。
背景技术：
要被传输的所需信号(“信息”)需要被转换成适合于传输的格式。为此，通过所需信号改变所谓的载波信号。这种处理被称为调制。相反的处理，即从载波信号中滤出所需信号被称为解调。解调以及调制的系统被称为调制解调器。当采用双电平方波信号时，在最简单的情况下，能实现数字信号的二进制传输。在这种情况下，能够在两种幅值、频率或相位之间切换。本发明涉及调幅应用。在数字信号的传输中，涉及键控而不是调制，并且在本发明的意义上涉及振幅键控(ASK)。例如申请人所有的以商品名“Memosens”提供的电感稱合式插头插座连接件适用于这种数据传输。如果电信号在没有电接触的情况下传输，则实践中采用电感耦合式插头插座连接件。通过这种电绝缘的优势在于防腐蚀、电势绝缘、防止插头机械磨损等等。电感接口通常实现为具有两个电磁线圈的系统，它们例如彼此插入设置。通常，传输数据和电能。根据现有技术，借助ASK发送的数据在解调过程中例如通过通常具有滞后的包络整流器及其比较器来提取。在图1中，比较器的上限信号阈值被指定为A.1，且比较器的下限信号阈值被指定为A.2。A.1以上被检测为逻辑“高”或“1”，并且A.2以下被检测为逻辑“低”或“O”。如上所述，在理想情况下，传输以方波信号调制的形式发生，如图1a中的附图标记B所示。用于产生信号调制的简单且可信的方法是切换装置的应用。特别是在采用高转换速率的切换装置时，高频信号分量可借助电路部件并通过各个电平变化而产生，其中电路部件用在产生信号调制的两个电磁线圈处。特别重要的是处于两个电磁线圈中一个的特征谐振频率附近范围内的信号分量，其例如由线圈之间的寄生电容层引起。这些噪声信号具有过阻尼振荡的形式，如图1a中在下降沿由附图标记C.1所示以及在上升沿由附图标记C.2所示。对于这些过阻尼振荡，包络能够被定义为具有使噪声信号衰减的特性。这些高频噪声分量可能会干扰所需信号，由此使成功传输失真并阻止成功传输。上述问题通过所需精确的信号序列(D.1)以及不精确的检测信号序列(D.2)在图1中示出:对于电平变化“高-低”来说，比较器最初并精确地检测到“O”。但是，经过一定时间，所需信号的噪声分量会振荡越过比较器的上限信号阈值A.1，随后比较器会在此期间不准确地记录“1”，并且因此不准确地传输所需信号。类似情况也在“低-高”电平变化时发生。此外，就噪声信号分量的频率来说，其可能处于用于调幅的频带范围内。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供能保证精确解调/调制的电子电路、方法和调制解调器。上述目的通过电子电路实现，其中要被解调的载波信号以及所需信号被从信号端口输入，该电子电路包括:整流器，其仅能通过一种极性的载波信号，整流器之后的至少一个滤波器，用以抑制载波信号的至少一个频率范围，滤波器之后的电压匹配网络，实现其以使得其匹配所需信号的电压、并引导至比较器的两个输入中的一个，其中取决于两个输入之间的差，切换比较器的输入，以及与比较器并联的反馈网络，其中反馈网络将比较器的两个输入中的一个与比较器的输出连接，并且其中反馈网络包括高通特性。所需信号被用于通过振幅键控(ASK)调制载波信号并且随后传送至信号输入端口。接着，通过整流器对载波信号进行整流，即，仅通过一种极性。此后，利用随后的滤波器抑制载波信号的至少一个频率范围，同时保持所需信号的包络完整。随后通过电压匹配网络匹配该信号，由此可将其引至比较器的一个输入。具有高通特性的反馈网络被与比较器并联。在图1b中，示意性示出了具有高通特性的反馈网络的信号的进程。这被认为是优选的。对于滤波器和具有高通特性的反馈网络之间的相互作用来说，能抑制高频噪声分量。因此，反馈网络与通过比较器以及连接至整流器的滤波器引入的非线性组合而起到非-非线性滤波器的功能，其与线性滤波器相比，在记录电平变化之后能更有效抑制整流器上的预期高频噪声信号。如果反馈网络的高通特性与期望噪声频率相匹配，即高通的截止频率低于有问题的噪声频率，则这种抑制特别有效。在优选实施例中，反馈网络被实现为正反馈网络。由此两个输入之间的较小差异能够被放大并且所需信号能够被最优地重建。具有高通特性的反馈网络的正反馈的功能也可被如下理解，S卩比较器滞后地操作，其不再是在时间上恒定，而是具有时间上的进程，其以较大滞后对噪声信号进行补偿，最终具有期望的电平变化。在图1b中，具有高通特性的反馈网络的波形必须被分别加至阈值A.1和A.2。理想地，反馈网络的高通特性以噪声信号的包络的实际衰变速度下降。由此，对于预期噪声信号振荡的持续时间来说，用于电平变化的比较器的所需滞后增至噪声信号的期望的包络的幅值。对于此优选的是具有高通特性的反馈网络的脉冲响应被使得适于预期噪声信号的信号形式以及信号幅值。传输的所需信号的噪声通过反馈高频而衰减。因此，噪声被从所需信号中移除并确保无误差的传输。具有反馈网络的比较器的特征在于特别地实现的施密特触发器。有优选的实施例中提供输入耦合网络，其位于比较器之前并且被实现以使得其输入控制信号。因此可能在规定的初始状态下偏置电路。例如，如果输入了规定的“低-高”沿，则比较器能够可靠地升至阈值以上并在输出时初始化为状态“高”。因此能够确保信号传输正确开始并满足成功数据传输的要求。可能在每次传输开始时进行上述初始化。还可能在每次传输结束时进行上述初始化。在优选实施例中，输入耦合网络与数字控制信号电容耦合。因此，部件的某些数字输出能够被用于在初始状态偏置电子电路。优选地，整流器是半波整流器，特别是二极管。在优选的实施例中，滤波器是低通、高通和/或带通的。通过采用低通滤波器，高频载波信号能够被滤除。通过高通滤波的实施，可能确保将低频信号噪声分量与在电子电路的信号输入处检测的通信信号隔离。这些低频噪声信号，连同其他的方式，可能会在连接的消耗装置负载暂时包括增加的电流需求量时出现，这会导致信号输入上的增大的负载以及在该处发生电压中断。在优选的实施例中，滤波器包括专用无源元件。由此仅需要较小的面积，并且对电流和电能的需求更低，并且因此产生的成本较小。上述目的进一步通过如下方法实现，该方法包括以下步骤:初始化，整流载波信号，滤波载波信号，匹配所需信号的电压，
`
将所需信号与比较信号相比较，以高通特性反馈所需信号，以及输出所需信号。这是优选的。通过初始化，实现了成功传输的前提。在载波信号的整流和滤波之后，随后将包络的所需信号与比较信号匹配并比较。随后，利用高通特性反馈所需信号。在最后的步骤中，输出所需信号。例如，比较信号能够包括反馈信号或通过恒定电压来实现。上述目标进一步通过调制解调器来实现，该调制解调器包括电子电路，还包括第二电子电路，其中调制的载波信号被引至信号输入，包括:负载网络，以及用于将负载网络连接至信号输入的电路切换网络。上述装置是优选的。通过电路切换网络，负载网络被连接至信号输入。因此能够实现电路切换网络以及负载网络分别以所需信号调制载波信号，且由此能在相反方向上通 目。优选地，电路切换网络包括至少一个电路晶体管。
将基于下述图解详细说明本发明。其中:图1a带有比较器的阈值的、理想和实际所需信号轨迹的实时进程的示意图，图1b具有高通特性的反馈网络的信号的实时进程的示意图，
图2本发明电子电路的示意图，图3本发明电子电路的第一实施例，图4本发明电子电路的第二实施例，图5包括图3的电子电路和调制器的本发明的调制解调器，以及图6调制器和载波信号的同步的可能性。对于附图来说，相同的附图标记用于表示相同特征。
具体实施例方式电子电路整体以其整体用附图标记I表示。本发明的操作模式将基于图2进行示意性说明。沿着信号的走向，电子电路I包括以下部件:对其提供具有所需信号的ASK调制的载波信号的信号输入2 ;整流器3 ;滤波器4 ；电压匹配网络5 ;输入耦合网络6 ;在其输出
9.3输出解调信号的比较器9 ;以及反馈网络7，其连接输出9.3与比较器的输入9.1、9.2中的一个。电感耦合接口可能操作为信号输入2，即信号入口 2由电磁线圈表示。利用所需信号调制的载波信号，如本发明涉及的ASK信号，被提供至信号输入2。图3和图4中示出图2的示意性概图的可能的实现方式的实例。随后，将载波信号引至整流器3。整流器3包括二极管3.1。二极管3.1仅通过高频输入信号的一种极性，因此仅保留一半(半波)的高频振荡。根据二极管3.1的方向，剩余部分是负(图3)或正(图4)半边。其后是滤波器4。在实例中，它们是低通和高通的。低通用于切断高频载波信号。大部分低通通过电容4.1和并联的电阻4.2实现，其中电容4.1和电阻4.2接地。整流器3和低通滤波器一起还可被称为包络检波器。高通用于可靠地隔离低频信号噪声分量。这些低频噪声信号(连同其他方式)可能在连接至负载的输出8暂时包括增加的电流需求量时出现，这会导致信号输入2上具有增大的负载且中断提供至该处的电压。高通包括电容4.3和电阻4.4的串联电路。对于滤波器4的频率特性，优选的是，相比于更靠近信号通路中比较器9的那些滤波器部件(电容4.4，电阻4.4,4.5)，以较小阻抗补充信号通路中更靠近整流器3的滤波器部件(电容4.1和电阻4.2)的阻抗。滤波器4还包括无源元件。这在空间需求和电流需求量方面以及还在成本方面是优选的。而且，借助无源滤波器，能够保证高线性度。不言而喻，也可采用具有一个以上的运算放大器的有源滤波器。而且，滤波器4除所示一阶之外还可以是高阶的。以此能够实现更高的转换速率。串联电容4.3还用于所需信号的DC去耦。电压匹配网络5包括两个分压器,每一个都分别由电阻5.1、5.2以及5.3、5.4构成，他们都连接在接地(Gnd)和电源电压(Vcc)之间。通常，电容与分压器(未示出)并联使用。电阻5.1,5.2的连接节点位于信号通路上且引至比较器9的两个输入9.1/9.2中的一个。电阻5.3、5.4的连接节点被引至比较器9的另一输入9.2/9.1。上述命名的部件，即二极管3.1，电阻4.2、4.4、5.1、5.2、5.3、5.4以及电容4.1、4.3的规格被选择为使得包括在被提供至信号输入2的调制的ASK信号中的要被采用的信息被全部保留。如上所述，图3示出用于通过解调从负的半波中恢复所需信号的电路；而图4示出用于通过解调从正的半波中恢复所需信号的电路。为了使电路发挥作用，所涉及的信号必须被馈送至比较器的合适输入9.1,9.2。在图3中，信号被馈送至负输入9.1 ;在图4中，信号被馈送至正输入9.2。以下是图3的说明。输入耦合网络6被连接至正输入9.2。为方便起见，选择电容耦合。在该实例中，输入耦合网络6因此包括串联电容6.1，通过输入6.2向其馈送数字控制信号。控制信号能够通过微控制器等的数字I/O端口被馈送。通过输入耦合网络6，能在规定的初始状态下偏置比较器9。例如，如果输入规定的“低-高”沿，则比较器9可靠地升至超过阈值并在开始的状态“高”下初始化。因此能确保信号传输正确地开始并满足成功数据传输的需求。反馈网络7与比较器9并联。其将比较器9的输出9.3与比较器9的正输入9.2相连接。反馈网络7包括并联的电阻7.1以及电容7.2。因此，比较器9与反馈网络一起形成施密特触发器。通过另一电容7.2，与“常规”施密特触发器相比，反馈回路可实现高通性能。通过反馈网络7的高通性能与滤波器4 (特别是低通)的相互作用，能抑制不可避免地由切换负载而造成的高频噪声信号。图4中用于正的半波的电路也具有类似构造。通过串联电容6.1和控制信号输入6.2可以相同方式实现输入耦合网络6。反馈网络7还包括与其并联的电阻7.1和电容7.2。反馈网络7从比较器9的输出9.3连接至比较器的正输入9.2。输入耦合网络6也连接至比较器9的正输入9.2。因为载波信号和所需信号也分别提供至该输入9.2，因此仅电压匹配网络5的中间节点、电阻5.3,5.4分别连接至负输入9.1。因为在信号通路上具有反馈，因此滤波器4的性质受反馈网络7的影响。通过向前地经由电压匹配网络5在电容7.3上的反馈，滤波器4的时间常数能够被影响而作为副作用。在这种情况下，需要另一电阻4.5。以此方式产生的信号能够在电子电路I的输出8被检测到。以此方式，所需信号例如包括控制信号或用于连接的微控制器(未示出)的通用数据等等。图5示出调制解调器10，其包括电子电路I和调制器11。电子电路I仅由整流器3和滤波器4表示；剩余部件如图3和图4中所示。通常，采用图3中所示的电路。因为仅半波用于数据传输(例如负的半波)，因此能采用另一半波(例如正的半波)用于电能传输。可能的是载波信号一直被提供至信号输入2。图3和图4中所示的电路用于通过解调而从调制的载波信号中恢复所需信号，同时图5中所示的调制器11用于在相反方向上的传输，即用所需信号调制载波信号。调制器11包括负载网络12和电路切换网络13。串联的部件电容12.1和电阻
12.2形成负载网络12。负载网络12应基本上为电容性的。实施例也可能是并联两个或通常并联具有复阻抗的负载网络12。电路切换网络13包括开关晶体管13.1，更具体包括正增强型P沟道MISFET (金属绝缘体半导体场效应晶体管)。也可在该位置采用CMOS开关(互补金属氧化物半导体)、n沟道MISFET等。通过P沟道MISFET的使用，与DC电压电平有关的源极端子连接至正电压源13.4。因为负载网络12的交流电压信号可将噪声引入电压源13.4，因此将例如由电容13.3和电阻13.2构成的无源滤波器加入电路中。通过可能被连接至微控制器的输入13.5控制晶体管13.1的栅极。通过电路切换网络13切换负载网络12的连接(特别是晶体管13.1)，改变信号输入2上的负载并且由此得到幅值的改变。因此为了数据的发送，能够用所需信号调制载波信号。可能的是，输入13.5处的控制脉冲，即负载网络12的连接，一直以载波信号的预定有效瞬时发生。由此，负载网络通过同步网络14 (见下文)与载波信号同步。同步的优点是仅以此方式能够确保例如在交流电压跨越零点时，负载网络12始终连接至信号输入2或始终在处于峰值电压。因此优选地避免信号散射。通过同步网络14在图6中示出同步的可能。信号输入2处的载波信号通过电容14.1连接至D触发器14.2的时钟输入。电路信号输入13.5连接至D触发器14.2的数据输入D。D触发器14.2的输出Q连接至晶体管13.1的栅极。D触发器14.2的供电也能够通过电源电压13.4执行。通常，D触发器14.2由CMOS技术制造。为了降低电流消耗，能够将电阻14.3连，以缩短CMOS部件的无效逻辑区域的占用时间。附图标记I电子电路2信号输入3整流器3.13 的二极管4滤波器4.14 的电容4.24 的电阻4.34 的电容4.44 的电阻4.54 的电阻5电压匹配网络5.15 的电阻5.25 的电阻5.35 的电阻5.45 的电阻6输入耦合网络6.16 的电容6.2输入控制信号7反馈网络7.17 的电阻7.27 的电容7.37 的电容
8信号输出9比较器9.1第一比较器输入9.2第二比较器输入9.3比较器输出10调制解调器11调制器12负载网络12.112 的电容12.212 的电阻13电路切换网络13.113的开关晶体管13.213 的电阻13.313 的电容13.413的电压源13.513的电路信号输入14同步网络14.114 的电容14.214 的 D 触发器14.314 的电阻Q 14.2 的输出D 14.2的数据输入Clock 14.2的时钟输入Vcc电源电压GND 接地
权利要求
1.用于通过解调从载波信号中恢复所需信号的电子电路(I)，其中要被解调的载波信号以及所需信号被从信号输入(2)输入，该电子电路包括: 整流器(3)，所述整流器(3)仅能通过一种极性的载波信号， 所述整流器(3)之后的至少一个滤波器(4)，用以抑制所述载波信号的至少一个频率范围， 所述滤波器(4)之后的电压匹配网络(5)，实现所述电压匹配网络(5)以使得其匹配所述所需信号的电压、并引导至比较器(9)的两个输入(9.1,9.2)中的一个， 其中取决于两个输入(9.1、9.2)之间的差，切换所述比较器的输出(9.3)，以及 与比较器(9)并联的反馈网络(7)， 其中所述反馈网络(7)将所述比较器(9)的所述两个输入(9.1,9.2)中的一个与所述比较器(9.3)的所述输出(9.3)连接， 其特征在于， 所述反馈网络(7)包括高通特性。
2.根据权利要求1的电子电路(1)， 其中所述反馈网络(7)被实现为正反馈网络。
3.根据权利要求1或2的电 子电路⑴， 其中提供输入耦合网络出)，所述输入耦合网络(6)在所述比较器(9)之前并且被实现以使得其输入控制信号。
4.根据权利要求3的电子电路(1)， 其中所述输入耦合网络(6)与数字控制信号电容耦合。
5.根据前述至少一项权利要求的电子电路(1)， 其中所述整流器(3)是半波整流器，特别是二极管(3.1)。
6.根据前述至少一项权利要求的电子电路(1)， 其中所述滤波器(4)是低通、高通和/或带通的。
7.根据前述至少一项权利要求的电子电路(1)， 其中所述滤波器(4)包括专用无源元件。
8.用于通过解调从载波信号中恢复所需信号的方法， 所述方法包括以下步骤: 初始化， 整流所述载波信号， 滤波所述载波信号， 匹配所述所需信号的电压， 将所述所需信号与比较信号相比较， 以高通特性反馈所述所需信号，以及 输出所述所需信号。
9.调制解调器(10)，所述调制解调器(10)包括根据权利要求1至7中至少一项的电子电路(I)，还包括用于以所需信号调制载波信号的第二电子电路(11)，其中通过所述所需信号调制的所述载波信号被引至信号输入(2)，包括: 负载网络(12)，以及用于将所述负载网络(12)连接至所述信号输入(2)的电路切换网络(13)。
10.根据权利要求9的调制解调器(10)，其中所述电路切换网 络(13)包括至少一个开关晶体管(13.1)。
全文摘要
本发明涉及用于通过解调从载波信号中恢复所需信号的电子电路和方法以及调制解调器。该电子电路(1)包括整流器(3)，整流器(3)之后的至少一个滤波器(4)，滤波器(4)之后的电压匹配网络(5)，实现电压匹配网络(5)以使得其匹配所需信号的电压、并引导至比较器(9)的两个输入(9.1、9.2)中的一个，其中取决于两个输入(9.1、9.2)之间的差，切换比较器的输出(9.3)，以及，与比较器(9)并联的反馈网络(7)，其中反馈网络(7)将比较器(9)的两个输入(9.1、9.2)中的一个与比较器(9.3)的输出(9.3)连接，其特征在于，反馈网络(7)包括高通特性。
文档编号H04L27/02GK103166888SQ20121054414
公开日2013年6月19日 申请日期2012年12月14日 优先权日2011年12月16日
发明者比约恩·哈斯, 斯特凡·皮尔茨 申请人:恩德莱斯和豪瑟尔测量及调节技术分析仪表两合公司