具牵引效应补偿机制的发射器的制作方法

本发明涉及一种发射器，且特别涉及具有消除牵引效应的机制的发射器与其消除方法。

背景技术：

在各种无线通信系统中，发射器可通过振荡器所产生的振荡信号进行频率调变，以产生适合无线通信的射频信号。然而，随着发射器的尺寸越来越小，此射频信号可能会耦合回振荡器，造成振荡器的振荡信号产生相位误差，降低发射器的整体效能。上述现象一般称为牵引现象(pullingeffect)。

在一些技术中，消除牵引现象的校正机制设置于混频器后。如此，校正机制所需要的频宽较高，造成发射器的成本与设计复杂度增加。在另一些技术中，消除牵引现象的校正电路设置于锁相回路中。如此，可能会引入不必要相位噪声，降低发射器的整体效能。

技术实现要素：

本发明的一态样是于提供一种发射器。发射器包含校正单元与输出单元。校正单元包含存储电路与第一地址产生电路。存储电路储存查找表，其中查找表记录对应于同相数据信号、正交数据信号与至少一系统参数的校正数据。第一地址产生电路根据同相数据信号、正交数据信号与至少一系统参数产生第一地址，以通过校正数据输出校正信号。输出单元根据振荡信号对校正信号进行混频以产生调变信号，并放大调变信号，以产生输出信号。

综上所述，本发明所提供的发射器利用了不同设置方式预先设置多组查找表，以根据发射器的系统操作状况与所接收的基频信号消除因牵引效应产生的误差。如此一来，发射器的系统效能与传输信号的精准度得以改善。

附图说明

为让本公开内容的上述和其他目的、特征、优点与实施例能更明显易懂，说明书附图的说明如下：

图1a为根据本发明的发射器的一实施例的示意图；

图1b为图1a的发射器发生牵引现象时的数学等效模型示意图；

图1c为根据本发明的一实施例所绘示一种抑制牵引现象的校正矩阵的数学等效模型示意图；

图2为根据本发明的一实施例所绘示的一种发射器的示意图；

图3a为校正单元的一实施例的示意图；

图3b为校正单元的另一实施例的示意图；

图4为校正单元的另一实施例的示意图；

图5a为校正单元的另一实施例的示意图；

图5b为校正计算电路的一实施例的示意图；

图6a为地址产生电路的一实施例的示意图；以及

图6b为地址产生电路的另一实施例的示意图。

附图标记说明：

100、200：发射器220、300、300a、400、500：校正

110：数字模拟转换器单元

120：低通滤波器240：输出单元

130：压控振荡器222：存储电路

140：本地振荡信号产生器224、600、600a：地址产生电路

150：混频器ad：地址

160：功率放大器i(t)、i[n]：同相数据信号

170：天线q(t)、q[n]：正交数据信号

sdbb：基频信号c1、c1[n]、c2、c2[n]：系数

sabb：模拟信号g：系统参数

svco：振荡信号222a、222b：查找表

slo：本地振荡信号i’(t)+jq’(t)、i’[n]+jq’[n]：校正信号

svm：调变信号q[n-1]～q[n-l]：前次正交数据信号

svo：输出信号i0[n]+jq0[n]～il[n]+jql[n]：补偿信号

100a：校正矩阵320：延迟电路

θ(t)：相位误差410、512a～512e、620、630～632：

i[n-1]～i[n-l]：前次同相数据信号乘法器

α[n]～α[n-l]、β[n]～β[n-l]：相i²[n]、q²[n]、i[n]q[n]、i²[n]-q²[n]：

位更正信号运算值

α[n]+jβ[n]～α[n-l]+jβ[n-l]：预c1[n]*(i²[n]-q²[n])

先补偿信号c2[n]*(i²[n]-q²[n])：运算值

340、514、640：加法器pad、pad1～pad3：预先地址编

510：校正计算电路码

513：减法器

515：坐标转换器

θ[n]：相位误差值

610：数据合并器

具体实施方式

本文中所使用的“信号a(t)”指模拟形式的连续信号。“信号a[n]”指数字形式的离散信号，并对应至信号a(t)。于一些实施例中，信号a[n]可通过数字模拟转换器转换至对应的信号a(t)，于另一些实施例中，信号a(t)可通过模拟数字转换器转换至对应的信号a[n]。

图1a为根据本发明的发射器的一实施例的示意图。

数字模拟转换器110接收基频信号sdbb，并根据基频信号sdbb产生对应的模拟信号sabb。低通滤波器120移除模拟信号sabb上因数字模拟转换所造成的镜像。压控振荡器130产生具有频率fvco的振荡信号svco至本地振荡信号产生器140。本地振荡信号产生器140可据此对振荡信号svco进行除频，以产生具有本地频率flo的本地振荡信号slo至混频器150。混频器150可根据本地振荡信号slo对经滤波后的模拟信号sabb进行升频，以输出调变信号svm。功率放大器160放大调变信号svm的功率而产生输出信号svo。天线170对外发射输出信号svo。其中，上述的输出信号svo在时域上可表示为下式(1)：

svo＝gabb(t)cos(ωlot+θbb(t)+σ)…(1)。

在式(1)中，g为发射器100的整体增益，abb(t)为模拟信号sabb的振幅，ωlo为对应本地频率flo的角频率，θbb(t)为模拟信号sabb的相位，且σ为基频信号sdbb在通过发射器100时所引入的额外相位。

若压控振荡器130产生牵引(pulling)现象，则前述的输出信号svo可修正为下式(2)：

svo＝gabb(t)cos(ωlot+θbb(t)+σ+θ(t))…(2)。

其中，θ(t)为牵引现象所引入的相位误差。若假设式(2)中额外相位σ为0，且发射器100的增益g＝1，可将输出信号svo进一步简化为下式(3)：

svo＝abb(t)cos(ωlot+θbb(t)+θ(t))…(3)。

展开式(3)可得到：

svo＝[abb(t)cos(θbb(t))cos(θ(t))cos(ωlot)]

+[abb(t)sin(θbb(t))cos(θ(t))(-sin(ωlot)]

+[abb(t)cos(θbb(t))sin(θ(t))(-sin(ωlot)]

-[abb(t)sin(θbb(t))sin(θ(t))(cos(ωlot)]

＝[i(t)cos(θ(t))cos(ωlot)+q(t)cos(θ(t))(-sin(ωlot))]

+[i(t)sin(θ(t))(-sin(ωlot)-q(t)sin(θ(t))(cos(ωlot))]…(4)。

其中，i(t)＝abb(t)cos(θbb(t))，且i(t)为对应于基频信号sdbb的同相(in-phase)数据信号。q(t)＝abb(t)sin(θbb(t))，且q(t)为对应于基频信号sdbb的正交(quadrature)数据信号。

图1b为根据本发明的一实施例所绘示如图1a所示的发射器产生牵引现象时在时域下的数学等效模型示意图。

图1c为根据本发明的一实施例所绘示一种抑制牵引现象的校正矩阵的数学等效模型示意图。通过图1b所示的数学等效模型，本发明提出一种抑制牵引现象的校正方法，说明如下。

于一些实施例中，在基频信号sabb被混频前，可利用图1c所示的校正矩阵100a对基频信号sabb进行校正，以消除牵引现象所引入的相位误差θ(t)。根据图1b与图1c分别示出的数学等效模型，可得知同相数据信号i(t)与正交数据信号q(t)满足下式(5)：

因此，根据式(5)，通过校正矩阵100a对基频信号sabb预先进行运算，可消除牵引现象所引入的相位误差θ(t)。换个方式解释，若将式(5)以复变函数形式表示为下式(6)：

i'(t)+jq'(t)＝[i(t)+q(t)]e^[-jθ(t)]＝[i(t)+q(t)][α(t)+jβ(t)]…(6)。

其中，i’(t)+jq’(t)为经过校正矩阵100a运算后的校正信号，且相位校正信号α(t)为cos(θ(t))，相位校正信号β(t)为-sin(θ(t))。等效而言，通过校正矩阵100a对基频信号sabb预先进行运算，可产生预先相位校正信号φ(t)，且φ(t)＝-θ(t)。如此一来，在校正信号i’(t)+jq’(t)经过混频器150进行混频时，预先相位校正信号φ(t)便可与相位误差θ(t)互相抵消，进而消除牵引现象造成的影响。

图2为根据本发明的一实施例所绘示的一种发射器的示意图。如图2所示，发射器200包含了校正单元220与输出单元240，其中输出单元240包含前述数字模拟转换器110、低通滤波器120、压控振荡器130、本地振荡信号产生器140、混频器150、功率放大器160与天线170，故其相关功能不再重复描述。

校正单元220包含存储电路222与地址产生电路224。存储电路222可为暂存器或随机暂存存储器存储器等等。存储电路222储存至少一查找表，此查找表记录对应于同相数据信号i[n]、正交数据信号q[n]与至少一系统参数g的校正数据。

参照相关技术文件(pullingmitigationinwirelesstransmitterieeejsscvol.49,no.9,sep.2014.)的相关内容与图3，相位误差θ(t)与基频信号sdbb有关，其中基频信号sdbb对应的模拟信号sabb可由同相数据信号i(t)与正交数据信号q(t)迭加而成，即abb＝i(t)+jq(t)。根据上述技术文件的图3以及式(6)，可得知预先相位校正信号φ(t)在坐标转换后可表示为下式(7)：

φ[n]＝c1(i²[n]-q²[n])+c2(2i[n]q[n])…(7)。

在上式(7)中，系数c1与系数c2与系统参数g(例如：功率放大器160的输出功率与发射器200的操作温度等等)有关。因此，可根据上述式(6)～式(7)、不同的系统参数g、同相数据信号i[n]与正交数据信号q[n]事先计算或量测所欲的校正信号i’[n]+jq’[n]，并记录为前述的校正数据，此处内容将于后方段落详细说明。

地址产生电路224根据同相数据信号i[n]、正交数据信号q[n]与系统参数g产生相应的地址ad，以自查找表中查询校正数据，并输出校正信号i’[n]+jq’[n]至输出单元240。如此，输出单元240便可对校正信号i’[n]+jq’[n]进行滤波、混频还有放大功率的操作，以产生输出信号svo。

以下段落将提出各个实施例，来说明上述校正单元220的功能与应用。需说明的是，为了清楚说明，后述各实施例的的附图中以复变函数的形式描述前述基频信号sdbb(即i[n]+jq[n])与各个电路之间的关联。本领域技术人员可根据各附图调整校正单元220的实施方式，故本发明并不仅以下所列的实施例为限。

图3a为校正单元的一实施例的示意图。如图3a所示，于此例中，存储电路222储存了查找表222a与查找表222b。查找表222a中的校正数据储存了多个预先计算好的同相数据值i0[n]，且查找表222b中的校正数据储存了多个预先计算好的正交数据值q0[n]。地址产生电路224可根据目前接收到的同相数据信号i[n]、正交数据信号q[n]以及系统参数g产生对应的地址，以自查找表222a与查找表222b中分别选择出对应的同相数据值i0[n]与正交数据值q0[n]，以产生对应的补偿信号i0[n]+jq0[n]，并作为校正信号i’[n]+jq’[n]输出至后方的输出单元240。

等效而言，于此例中，通过式(6)事先进行计算，存储电路222中的校正数据储存了多组预先计算好的补偿信号i0[n]+jq0[n]。地址产生电路224可根据所接收到的同相数据信号i[n]、正交数据信号q[n]以及系统参数g而自查找表选择对应的一组补偿信号i0[n]+jq0[n]，以输出为校正信号i’[n]+jq’[n]。

图3b为校正单元的另一实施例的示意图，校正单元300a包含了多个延迟电路320、多个地址产生电路224、多个查找表222a与222b与加法器340。

如图3b所示，多个延迟电路320串联耦接，以根据同相数据信号i[n]、正交数据信号q[n]依序输出多个前次同相数据信号i[n-1]～i[n-l]与多个前次正交数据信号q[n-1]～q[n-l]。多个地址产生电路224分别接收多个前次基频信号i[n-1]+jq[n-1]～i[n-l]+jq[n-l]。如此，各个地址产生电路224可根据所接收到的基频信号i[n]+jq[n]或前次基频信号i[n-1]+jq[n-1]～i[n-l]+jq[n-l]以及系统参数g来产生对应的地址ad，以自对应的查找表222a与222b选出对应的多组补偿信号i0[n]+jq0[n]～il[n]+jql[n]。加法器340将多组补偿信号i0[n]+jq0[n]～il[n]+jql[n]进行相加，以产生校正信号i’[n]+jq’[n]。

相较于图3a，校正单元300a更考量到宽频系统下记忆效应(memoryeffect)的影响。通过设置对应于前l次时刻所接收的基频信号sdbb的多组查找表222a与222b，校正单元300a能够消除压控振荡器130于前l次时刻内因牵引效应的所造成的总相位误差。如此一来，发射器200的效能可被更进一步的改善。

图4为校正单元的又一实施例的示意图。相较于图3b，校正单元400还包含了多个乘法器410。于此例中，多个查找表222a中的校正数据分别储存了多个预先计算好的多个相位更正信号α[n]～α[n-l]，且多个查找表222b中的校正数据分别储存了多个预先计算好的多个相位更正信号β[n]～β[n-l]。据此，多个地址产生电路224分别根据所接收基频信号i[n]+jq[n]、前次基频信号i[n-1]+jq[n-1]～i[n-l]+jq[n-l]以及系统参数g来产生对应的地址ad，以自对应的查找表222a与222b选出对应的相位更正信号α[n]～α[n-l]与对应的相位更正信号β[n]～β[n-l]，以产生多个预先补偿信号α[n]+jβ[n]～α[n-l]+jβ[n-l]。多个乘法器410相乘基频信号i[n]+jq[n]与预先补偿信号α[n]+jβ[n]，并分别相乘多个前次基频信号i[n-1]+jq[n-1]～i[n-l]+jq[n-l]与多个预先补偿信号α[n-1]+jβ[n-1]～α[n-l]+jβ[n-l]，以产生多个补偿信号i0[n]+jq0[n]～il[n]+jql[n-l]。加法器340将多组补偿信号i0[n]+jq0[n]～il[n]+jql[n]进行相加，以产生校正信号i’[n]+jq’[n]。

在另一些实施例中，校正单元400亦能采用如图3a所示的设置方式，在仅使用单一的乘法器410、单一的地址产生电路224、单一的查找表222a与查找表222b下，根据基频信号i[n]+jq[n]产生补偿信号i0[n]+jq0[n]，并将其作为校正信号i’[n]+jq’[n]输出至输出单元240。相关操作的说明与先前段落类似，故不再重复赘述。

图5a为校正单元的又一实施例的示意图，相较于图4，校正单元500还包含多个校正计算电路510。校正单元500内的多个查找表222a中储存了多个预先计算好的多个系数c1[n]～c1[n-l]，且多个查找表222b中储存了多个预先计算好的多个系数c2[n]～c2[n-l]。多个地址产生电路224可分别根据系统参数g、所接收基频信号i[n]+jq[n]或前次基频信号i[n-1]+jq[n-1]～i[n-l]+jq[n-l]来产生对应的地址ad，以自对应的查找表222a与对应的查找表222b分别选择出对应的系数c1[n]与系数c2[n]。校正计算电路510根据对应的系数c1[n]与系数c2[n]、同相数据信号i[n]与正交数据信号q[n]产生相位更正信号α[n]与相位更正信号β[n]。如此，多个校正计算电路510可产生多组预先补偿信号α[n]+jβ[n]～α[n-l]+jβ[n-l]。多个乘法器410相乘基频信号i[n]+jq[n]与预先补偿信号α[n]+jβ[n]，并分别相乘多个前次基频信号i[n-1]+jq[n-1]～i[n-l]+jq[n-l]与多个预先补偿信号α[n-1]+jβ[n-1]～α[n-l]+jβ[n-l]，以产生多组补偿信号i0[n]+jq0[n]～il[n]+jql[n]。加法器340将多组补偿信号i0[n]+jq0[n]～il[n]+jql[n]进行相加，以产生校正信号i’[n]+jq’[n]。

在另一些实施例中，校正单元500亦能采用如图3a所示的设置方式，在仅使用单一的校正计算电路510、单一的乘法器410、单一的地址产生电路224、单一的查找表222a与查找表222b下，根据基频信号i[n]+jq[n]产生补偿信号i0[n]+jq0[n]，并将其作为校正信号i’[n]+jq’[n]输出至输出单元240。相关操作与先前段落的说明类似，故不再重复赘述。

图5b校正计算电路的一实施例的示意图。如图5b所示，校正计算电路510包含多个乘法器512a～512e、减法器513、加法器514与坐标转换器515。

乘法器512a平方相乘同相数据信号i[n]，以产生运算值i²[n]。乘法器512b平方相乘正交数据信号q[n]，以产生运算值q²[n]。乘法器512c相乘同相数据信号i[n]与正交数据信号q[n]，以产生运算值i[n]q[n]。减法器513相减运算值i²[n]与运算值q²[n]，以产生运算值i²[n]-q²[n]。乘法器512d相乘值i²[n]-q²[n]与系数c1[n]，而产生运算值c1[n]*(i²[n]-q²[n])。乘法器512e相乘值i[n]q[n]与系数c2[n]，而产生运算值c2[n]*(i[n]q[n])。加法器514相加运算值c1[n]*(i²[n]-q²[n])与运算值c0[n]*(i[n]q[n])，以产生相位误差值θ[n]。坐标转换器根据相位误差值θ[n]进行坐标转换，以分别产生相位更正信号α[n]与相位更正信号β[n]，其中相位更正信号α[n]＝cos(θ[n])，且相位更正信号β[n]＝-sin(θ[n])。

等效而言，于此例中，校正计算电路510可依序根据前述的式(7)与式(6)来计算最终输出的校正信号i’(t)+jq’(t)所需要的组成参数。

图6a为地址产生电路的一实施例的示意图。如图6a所示，地址产生电路600包含数据合并器610与乘法器620。数据合并器610合并同相数据信号i[n]与正交数据信号q[n]，以输出预先地址编码pad。乘法器620相乘预先地址编码pad与系统参数g，以输出地址ad。

举例而言，同相数据信号i[n]与正交数据信号q[n]皆为具有5个位元的数字数据，且系统参数g＝2(例如为发射器200的增益为2倍)。同相数据信号i[n]的位元值为”01001”，且正交数据信号q[n]的位元值为”10101”。数据合并器610可将同相数据信号i[n]与正交数据信号q[n]进行连接，以产生10位元的预先地址编码pad，其中预先地址编码pad的位元值为”0100110101”。乘法器620可据此输出具有10位元的地址ad，其中地址ad的位元值为”1001101010”。

图6b为地址产生电路的一实施例的示意图。如图6b所示，地址产生电路600a包含多个乘法器630～632与加法器640。乘法器630平方相乘同相数据信号i[n]，以产生预先地址编码pad1。乘法器631平方相乘正交数据信号q[n]，以产生预先地址编码pad2。加法器640相加预先地址编码pad1与预先地址编码pad2，以产生预先地址编码pad3。乘法器640相乘预先地址编码pad3与系统参数g，以输出地址ad。

举例而言，同相数据信号i[n]与正交数据信号q[n]皆为具有5个位元的数字数据，且系统参数g＝2(例如为发射器200的增益为2倍)。同相数据信号i[n]的位元值为”01001”，且正交数据信号q[n]的位元值为”01101”。乘法器630可据此产生10位元的预先地址编码pad1，其中预先地址编码pad1的位元值为”0001010001”。乘法器631可据此产生10位元的预先地址编码pad2，其中预先地址编码pad2的位元值为”0010101001”。加法器640将上述两个预先地址编码pad1与pad2相加后，可产生预先地址编码pad3，其中预先地址编码pad3的位元值为”0011111010”。乘法器640可据此输出具有10位元的地址ad，其中地址ad的位元值为”0111110100”。上述的图6a与图6b仅为示例，各种可实施地址产生电路224的其他编码电路应当视为本发明的实施范围内。

综上所述，本发明所提供的发射器利用了不同设置方式预先设置多组查找表，以根据发射器的系统操作状况与所接收的基频信号消除因牵引效应产生的误差。如此一来，发射器的系统效能与传输信号的精准度得以改善。

虽然本发明已以实施方式公开如上，然其并非限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的变动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定者为准。