具牵引效应补偿机制的发射器的制作方法

本发明涉及一种发射器，且特别涉及具有消除牵引效应的机制的发射器与其消除方法。

背景技术：

在各种无线通信系统中，发射器可通过振荡器所产生的振荡信号进行频率调制，以产生适合无线通信的射频信号。然而，随着发射器的尺寸越来越小，此射频信号可能会耦合回振荡器，造成振荡器的振荡信号产生相位误差，降低发射器的整体效能。上述现象一般称为牵引现象(pullingeffect)。

在一些技术中，消除牵引现象的校正机制设置于混频器后。如此，校正机制所需要的频宽较高，造成发射器的成本与设计复杂度增加。在另一些技术中，消除牵引现象的校正电路设置于锁相回路中。如此，可能会引入不必要相位噪声，降低发射器的整体效能。

技术实现要素：

本发明的一态样是于提供一种发射器。发射器包含输出单元以及校正单元。输出单元根据振荡信号对第一校正信号以及第二校正信号进行混频以产生调制信号，并放大调制信号，以产生第一输出信号。校正单元分析第一输出信号的功率，以产生第一系数与第二系数，并根据第一系数、第二系数、同相数据信号与正交数据信号产生第一校正信号以及第二校正信号。

综上所述，本发明所提供的发射器实时地检测输出信号的功率，以产生校正信号来消除因牵引效应产生的误差。如此一来，发射器的系统效能与传输信号的精准度得以改善。

附图说明

图1a为根据本发明提出的发射器的一实施例的示意图；

图1b为图1a所示的发射器发生牵引现象时在时域下的数学等效模型示意图；

图1c为根据本发明的一实施例所绘示一种抑制牵引现象的校正矩阵的数学等效模型示意图；

图2为根据本发明提出的发射器的另一实施例的的示意图；

图3为根据本发明的一实施例所绘示的调整系数c1～c2的调整方法的流程图；

图4为图2中的相位校正电路的一实施例的示意图；以及

图5为图2中的相位校正电路的另一实施例的示意图。

附图标记说明：

100、200：发射器i(t)、i[n]：同相数据信号

110、112：数字模拟转换器q(t)、q[n]：正交数据信号

120、122：低通滤波器c1、c2：系数

130：压控振荡器i’(t)、q’(t)：校正信号

140：本地振荡信号产生器i’[n]、q’[n]：校正信号

150、152：混频器220：校正单元

154：加法器240：输出单元

160：功率放大器sdc1：数字码

170：天线222：反馈控制电路

sdbb：基频信号224：计算电路

sabb：模拟信号224a：相位校正电路

svco：振荡信号400、500：相位校正电路

slo、silo、sqlo：本地振荡信号224b：校正信号产生电路

svm、svm1～svm3：调制信号222a：衰减器

svo、svo1、svo2：输出信号222b：自混频器

100a：校正矩阵222c：放大器

θ(t)：相位误差222d：模拟数字转换器

ωlo(t)：角频率222e：校正电路

φ[n]：预先相位校正信号223：信号功率检测器

i²[n]、q²[n]：运算值225：调整电路

i[n]q[n]：运算值svd、svd’：检测信号

i²[n]-q²[n]：运算值sva：调整信号

c1*(i²[n]-q²[n])：运算值300：方法

2c2*(i²[n]-q²[n])：运算值s301～s309：步骤

501、502：有限脉冲滤波器401～405：乘法器

406：减法器

407：加法器

具体实施方式

本文中所使用的“信号a(t)”指模拟形式的连续信号，“信号a[n]”指数字形式的离散信号，并对应至信号a(t)。例如信号a[n]可通过数字模拟转换器转换至对应的信号a(t)。同理，于另一些实施例中，信号a(t)可通过模拟数字转换器转换至对应的信号a[n]。

图1a为根据本发明提出的发射器一实施例的示意图。

数字模拟转换器110接收基频信号sdbb，并根据基频信号sdbb产生对应的模拟信号sabb。低通滤波器120移除模拟信号sabb上因数字模拟转换所造成的镜像。压控振荡器130产生具有频率fvco的振荡信号svco至本地振荡信号产生器140。本地振荡信号产生器140可据此对振荡信号svco进行除频，以产生具有本地频率flo的本地振荡信号slo至混频器150。混频器150可根据本地振荡信号slo对经滤波后的模拟信号sabb进行升频，以输出调制信号svm。功率放大器160放大调制信号svm的功率而产生输出信号svo。天线170对外发射输出信号svo。其中，上述的输出信号svo在时域上可表示为下式(1)：

svo＝gabb(t)cos(ωlot+θbb(t)+σ)…(1)。

在式(1)中，g为发射器100的整体增益，sabb(t)为模拟信号sabb的振幅，ωlo为对应本地频率flo的角频率，θbb(t)为模拟信号sabb的相位，且σ为基频信号sdbb在通过发射器100时所引入的额外相位。

当压控振荡器130发生牵引(pulling)现象时，输出信号svo可修正为下式(2)：

svo＝gabb(t)cos(ωlot+θbb(t)+σ+θ(t))…(2)。

其中，θ(t)为牵引现象所引入的相位误差。若假设式(2)中额外相位σ为0，且发射器100的增益g＝1，可将输出信号svo进一步简化为下式(3)：

svo＝abb(t)cos(ωlot+θbb(t)+θ(t))…(3)。

展开式(3)可得到下式(4)：

svo＝[abb(t)cos(θbb(t))cos(θ(t))cos(ωlot)]

+[abb(t)sin(θbb(t))cos(θ(t))(-sin(ωlot)]

+[abb(t)cos(θbb(t))sin(θ(t))(-sin(ωlot)]

-[abb(t)sin(θbb(t))sin(θ(t))(cos(ωlot)]

＝[i(t)cos(θ(t))cos(ωlot)+q(t)cos(θ(t))(-sin(ωlot))]

+[i(t)sin(θ(t))(-sin(ωlot)-q(t)sin(θ(t))(cos(ωlot))]…(4)。

其中，i(t)＝sabb(t)cos(θbb(t))，且i(t)为对应于基频信号sdbb的同相(in-phase)数据信号。q(t)＝sabb(t)sin(θbb(t))，且q(t)为对应于基频信号sdbb的正交(quadrature)数据信号。

图1b为发射器100发生牵引现象时在时域下的数学等效模型示意图。

图1c为根据本发明的一实施例所绘示一种抑制牵引现象的校正矩阵的数学等效模型示意图。通过图1b所示的数学等效模型，本发明提出一种抑制牵引现象的校正方法，说明如下。

于一些实施例中，在基频信号sabb被混频前，可利用图1c所示的校正矩阵100a对基频信号sabb进行校正，以消除牵引现象所引入的相位误 差θ(t)。根据图1b与图1c分别示出的数学等效模型，可得知同相数据信号i(t)与正交数据信号q(t)满足式(5)：

根据式(5)通过校正矩阵100a对基频信号sabb预先进行运算，可消除牵引现象所引入的相位误差θ(t)。

若将式(5)以复变函数形式表示如式(6)：

i'(t)+jq'(t)＝[i(t)+q(t)]e^[-jθ(t)]＝[i(t)+q(t)][α(t)+jβ(t)]…(6)。

其中，i’(t)+jq’(t)为经过校正矩阵100a运算后的校正信号，且相位校正信号α(t)为cos(θ(t))，相位校正信号β(t)为-sin(θ(t))。等效而言，通过校正矩阵100a对基频信号sabb预先进行运算，可产生预先相位校正信号φ(t)，且φ(t)＝-θ(t)。如此一来，在校正信号i’(t)+jq’(t)经过混频器150进行混频时，预先相位校正信号φ(t)便可与相位误差θ(t)互相抵消，进而消除牵引现象造成的影响。

参照相关技术文件(pullingmitigationinwirelesstransmitterieeejsscvol.49,no.9,sep.2014.)的相关内容与图3，相位误差θ(t)与基频信号sdbb有关，其中基频信号sdbb对应的模拟信号sabb可由同相数据信号i(t)与正交数据信号q(t)迭加而成，即sabb＝i(t)+jq(t)。根据上述技术文件的图3以及式(6)，可得知预先相位校正信号φ(t)在坐标转换后可表示为下式(7)：

φ[n]＝c1(i²[n]-q²[n])+c2(2i[n]q[n])…(7)。

因此，本发明下述各实施例可利用上式(7)中的系数c1与c2，以产生预先相位校正信号φ[n]。如先前所述，由于φ(t)＝-θ(t)，在决定预先相位校正信号φ[n]后，便可利用校正矩阵100a产生校正信号i’(t)+jq’(t)至发射器100，以消除牵引现象造成的影响。

以下段落将提出各个实施例，来说明上述式(7)的应用。如先前所述，图1中的实施例以多域的概念呈现。为具体说明，下述实施例将以时域或频域的概念呈现。

图2为根据本发明的一实施例所绘示的一种发射器的示意图。为易于理解，图2中与图1类似的元件将使用相同的元件编号。

如图2所示，发射器200包含了校正单元220与输出单元240，其中输出单元240包含数字模拟转换器110与112、低通滤波器120与122、压控振荡器130、本地振荡信号产生器140、混频器150与152、加法器154、功率放大器160与天线170。

数字模拟转换器110根据校正信号i’[n]产生校正信号i’(t)。低通滤波器120移除校正信号i’(t)上因数字模拟转换所造成的镜像。混频器150根据本地振荡信号silo对滤波后的校正信号i’(t)升频，以输出调制信号svm1。

数字模拟转换器112根据校正信号q’[n]产生校正信号q’(t)。低通滤波器122移除校正信号q’(t)上的镜像。混频器152根据本地振荡信号sqlo对滤波后的校正信号q’(t)升频，以输出调制信号svm2。加法器154相加调制信号svm1与调制信号svm2，以产生调制信号svm3。功率放大器160放大调制信号svm3以产生输出信号svo1，并经由天线170对外发射输出信号svo1。

于一些实施例中，校正单元220包含反馈控制电路222以及计算电路224。反馈控制电路222分析输出信号svo1以产生数字码sdc1，并根据数字码sdc1产生前述式(7)中的系数c1与系数c2。计算电路224可根据系数c1与系数c2、同相数据信号i[n]与正交数据信号q[n]产生校正信号i’[n]以及校正信号q’[n]至输出单元240。

反馈控制电路222包含衰减器222a、自混频器222b、放大器222c、模拟数字转换器222d以及校正电路222e。

衰减器222a降低输出信号svo1的功率，以产生输出信号svo2至自混频器222b。如此，可避免自混频器222b与其后方电路直接接收于大功率的输出信号svo1，以增加电路可靠度。于一些实施例中，衰减器222a可由至少一耦合电容实现。自混频器222b根据输出信号svo2调制输出信号svo2，以产生检测信号svd。于一些实施例中，自混频器222b可用包含交叉耦接(cross-coupled)输入晶体管对的混频电路实现。

于另一些实施例中，若功率放大器160的增益较低，输出信号svo1可直接输入至自混频器222b。于此例中，自混频器222b对输出信号svo1自我混频，以产生检测信号svd。上述仅为示例，本领域通常技术者可视实际应用调整衰减器222a与自混频器222b的设置方式。

放大器222c放大检测信号svd，以产生检测信号svd’。于一些实施例 中，放大器222c为具有固定增益的放大器电路。于另一些实施例中，放大器222c为具有可调增益的放大器电路。模拟数字转换器222d根据检测信号svd’产生数字码sdc1。校正电路222e根据数字码sdc1产生前述的系数c1以及系数c2。

请参照图1以及前述提及的相关技术文件的图8及其相关内文，发射器100的输出信号svo的频率为flo+fm，其中fm为模拟信号sabb的频率(例如为正交数据信号q(t)或同相数据信号i(t)的频率)。当受到牵引现象影响时，发射器100的输出端会出现两个主要噪声，其频率分别为flo+3fm以及flo-fm。换句话说，输出信号svo1主要包含频率为flo+fm、flo+3fm以及flo-fm的多个信号。根据上述内容，检测信号svd至少包含具有频率为2fm以及4fm的多个信号成分。换句话说，于一些实施例中，上述检测信号svd中的信号成分的频率约为正交数据信号q(t)或同相数据信号i(t)的频率的两倍或四倍。据此，经由模拟数字转换器222d产生的数字码sdc1至少包含具有频率为2fm以及4fm的多个信号成分。因此，可通过具有频率2fm以及4fm的多个信号成分来反映牵引现象所引入的噪声影响。

于一些实施例中，校正电路222e包含信号功率检测器223与调整电路225。信号功率检测器223检测数字码sdc1中具有频率2fm或4fm的信号成分的功率，以产生调整信号sva。调整电路225根据调整信号sva调整系数c1～c2，并输出至计算电路224。于另一些实施例中，由于具有频率4fm的信号成分的频率过高，相对于具有频率2fm的信号成分，具有频率4fm的信号成分于传输时会受到较大的衰减。因此，于此实施例中，信号功率检测器223可仅检测数字码sdc1中具有频率2fm的信号成分的功率，以产生调整信号sva。

通过上述反馈控制方式，系数c1～c2可经调整以降低输出信号svo1中具有频率flo+3fm或flo-fm的多个噪声信号成分的功率。等效而言，发射器200受到牵引效应的影响得以降低。

图3为根据本发明的一实施例所绘示的调整系数c1～c2的调整方法的流程图。于一些实施例中，调整电路225可由数字电路实现。于另一些实施例中，该数字电路可包含处理单元，执行图3中的方法300，以产生系数c1～c2。该处理单元可由调整信号sva获得具有频率2fm或4fm的信号成分 的功率。

于一些实施例中，通过比较先前连续两次所检测到具有频率2fm或4fm的信号成分的功率，可轮流调整系数c1～c2。于图3中，e(n)表示为具有频率2fm或4fm的信号成分的功率，n为调整次数。于步骤s301中，让系数c1～c2的调整方向皆为增加，亦即将sign_c1与sign_c2设置为1，其中sign_c1与sign_c2分别表示系数c1与c2的调整方向。于步骤s302中，确认前三次所量测到的具有频率2fm或4fm的信号成分的功率(即e(n-3))是否低于前两次所量测到的具有频率2fm或4fm的信号成分的功率(即e(n-2))。若是，则执行步骤s303。反之，则执行步骤s304。

于步骤s303，将系数c1的调整方向重设为减少，亦即将sign_c1设置为-sign_c1。如先前所述，系数c1～c2被调整以降低输出信号svo1中具有频率flo+3fm或flo-fm的多个信号成分的功率。因此，举例而言，当功率e(n-3)低于功率e(n-2)时，表示系数c1～c2的调整方向出现错误。因此，可先调整系数c1～c2之一者，以更正系数c1～c2的调整方向。或者，当功率e(n-3)高于功率e(n-2)时，表示系数c1～c2的调整方向正确。

于步骤s304中，产生系数c1(n)，其中c1(n)＝c1(n-2)+sign_c1*step_c1。于上式中，c1(n-2)为系数c1于前2次时刻的数值，且step_c1为系数c1的预定调整值。举例而言，当系数c1～c2的调整方向出现错误时，可让系数c1改为减少预定调整值step_c1，以产生新的系数c1。或者，当系数c1～c2的调整方向正确时，可让系数c1继续增加预定调整值step_c1，以产生新的系数c1。

于步骤s305，输出新的系数c1(n)并保持系数c2，并增加调整次数n，亦即n＝n+1。于步骤s306，确认前三次所量测到的具有频率2fm或4fm的信号成分的功率(即e(n-3))是否低于前两次所量测到的具有频率2fm或4fm的信号成分的功率(即e(n-2))。若是，则执行步骤s307。反之，则执行步骤s308。于步骤s307，将系数c2的调整方向重设为减少，亦即将sign_c2设置为-sign_c2。于步骤s308中，产生系数c2(n)，其中c2(n)＝c2(n-2)+sign_c2*step_c2。于上式中，c2(n-2)为系数c2于前两次调整时的数值，且step_c2为系数c2的预定调整值。

在系数c1(n)调整后，可经由相同作法确认系数c2的调整方向是否出 现错误，并在确认系数c2的调整方向后输出系数c2(n)。步骤s306～s308的操作与步骤s302～s304的操作类似，故于此不再赘述。

于步骤s309，确认调整次数n是否超出临界值。若是，则结束调整，并输出系数c1～c2。若否，则重复执行步骤s302，以进一步调整系数c1～c2至更佳值。通过设置步骤s309，可让发射器200的操作效率得以维持。

上述调整系数c1～c2的方式仅为示例。各种可调整系数c1～c2的设置方式应当视为本发明所涵盖的范围之内。

继续参照图2，计算电路224包含相位校正电路224a与校正信号产生电路224b。相位校正电路224a根据系数c1～c2、同相数据信号i[n]以及正交数据信号q[n]产生前述的预先相位校正信号φ[n]。校正信号产生电路224b根据预先相位校正信号φ[n]、同相数据信号i[n]以及正交数据信号q[n]产生的校正信号i’[n]以及q’[n]至数字模拟转换器110与112。于一些实施例中，校正信号产生电路224b为利用可执行图1c所示的校正矩阵100a的数字电路实现。换句话说，校正信号产生电路224b可根据预先相位校正信号φ[n]产生相位误差θ(t)，并进行前述式(5)的运算，以产生校正信号i’(t)以及q’(t)。

图4为图2中的相位校正电路的一实施例的示意图。如图4所示，于此例中，相位校正电路400包含乘法器401～405、减法器406以及加法器407。于一些实施例中，相位校正电路400可适用于窄频的应用中。

乘法器401平方相乘同相数据信号i[n]，以产生运算值i²[n]。乘法器402平方相乘正交数据信号q[n]，以产生运算值q²[n]。乘法器403相乘同相数据信号i[n]以及正交数据信号q[n]，以产生运算值i[n]q[n]。减法器406相减运算值i²[n]与q²[n]，以产生运算值i²[n]-q²[n]。乘法器404相乘系数c1与运算值i²[n]-q²[n]，以产生运算值c1*(i²[n]-q²[n])。乘法器405相乘两倍的系数c2与运算值i[n]q[n]，以产生运算值2c2(i[n]q[n])。加法器407相加运算值c1(i²[n]-q²[n])以及运算值2c2*(i[n]q[n])，以产生预先相位校正信号φ[n]。等效而言，相位校正电路400可据此产生前述式(7)中的预先相位校正信号φ[n]，并将其传送至输出单元240中以消除牵引效应的影响。

图5为相位校正电路的另一实施例的示意图。为易于理解，图5中与图4类似的元件将采用相同元件编号。相较于图4的实施例，相位校正电 路500可适用于宽频的应用中。

如图5所示，于此例中，相位校正电路500包含乘法器401～403、减法器406、加法器407以及有限脉冲滤波器501～502。于图5中的乘法器401～403、减法器406以及加法器407的操作相同于图4的实施例，故于此不再赘述。

于一些实施例中，有限脉冲滤波器501～502可通过设计其每一阶(tap)的系数来产生所需的运算值。举例而言，在发射器200欲被校正的频宽内，可依序输入n个频率为fi的测试信号至发射器200，其中i为1,2,…,n，n为一正整数。信号功率检测器223可据此检测具有频率2fi或4fi的信号成分的功率。同时，经由前述方法300调整系数c1～c2，以让具有频率2fi或4fi的信号成分的功率降低。当具有频率2fi或4fi的信号成分的功率降到最低时，储存当下的系数c1～c2为滤波系数c1,i以及c2,i。在取得n组的系数c1,i以及c2,i后，可对c1,i～c1,n及其各自的共轭数进行逆傅立叶转换。如此，可根据运算后的结果的实部取得有限脉冲滤波器501的n阶的各个系数。同理，可对2c2,i～2c2,n及其各自的共轭数进行逆傅立叶转换。如此，可根据运算后的结果的实部取得有限脉冲滤波器502的n阶的各个系数。等效而言，当前述的运算值i²[n]-q²[n]以及运算值i[n]q[n]经过有限脉冲滤波器501～502时，有限脉冲滤波器501～502可据此输出相应的运算值至加法器407，以产生预先相位校正信号φ[n]。

综上所述，本发明所提供的发射器实时地检测输出信号的功率，以产生校正信号来消除因牵引效应产生的误差。如此一来，发射器的系统效能与传输信号的精准度得以改善。

虽然本发明已以实施方式公开如上，然其并非限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的变动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定者为准。