数据辅助色散估计的制作方法

本发明属于相干光纤通信领域，并且涉及在光通信系统中执行色散估计的接收器和方法。

背景技术：

光纤通信系统中的当前最先进的收发器可以产生具有高达200Gb/s的比特率的数据流。这种高比特率信号例如可以使用经典的串行开关键控传输来生成，但是这有两个主要缺点。首先，这种方法需要大带宽的电子器件。第二，所得光信号的频谱效率非常低，这通常导致不可接受的频谱占用。

鉴于这些缺点，已经采用诸如正交相移键控(QPSK)和16正交调幅(16QAM)的高级调制格式用于更高的比特率。这里，符号率低于比特率，导致比由串行开关键控传输提供的更高的频谱效率，并且通过执行偏振复用(PDM)，频谱效率可以额外加倍。

这种与PDM结合的高级调制格式需要相干检测，因为必须分析光场的所有维度以用于适当的信号解调。除了支持高级调制格式的解调之外，相干检测具有两个附加优点：增加的接收器灵敏度和数字损伤补偿的可能性。诸如色散(CD)和偏振模色散(PMD)的传输损伤的数字补偿已经被广泛研究并且已经应用于商业上可用的应答器中。对各个损伤的有效补偿需要精确的损伤估计，通常称为信道估计。

用于相干光收发器中的信道估计的不同算法已经使用例如数字信号处理(DSP)架构来提出和实现。例如，图1示出了信道估计器10的相应数字信号处理(DSP)结构。在该架构中，数字化光信号20由体色散(CD)均衡器30处理。通常，这种类型的均衡器在频域中实现，并且然后被称为频域均衡器(FDE)30。频域均衡器(FDE)30粗略地补偿色散(CD)，从而使得到的信号40具有残余色散(CD)。所得到的信号40应当具有足够低的残余色散(CD)，以便能够以鲁棒的方式执行帧检测60、频率偏移校正70和最终MIMO均衡80的后续步骤。

如图1所示，色散估计器50从频域均衡器(FDE)30接收信息，并且基于该信息，色散估计器50配置频域均衡器(FDE)30。换句话说，由频域均衡器(FDE)30剩余的残余色散CD的量基本上取决于色散估计器50的性能。此外，由于位于频域均衡器(FDE)30之后的帧检测60、频率偏移校正70和最终MIMO均衡80的后续级的性能取决于频域均衡器(FDE)30，色散估计器50通常位于频域均衡器(FDE)30正好之前或之后，以提高性能。

传统的色散估计器50基于恒模算法(CMA)，例如在Kuschnerov，Maxim等人，“Adaptive chromatic dispersion equalization for non-dispersion managed coherent systems”，光纤通信会议，美国光学学会，2009年中描述的一样。恒模算法(CMA)假定所接收信号20的所有星座符号具有相同的振幅，例如QPSK调制符号，因为QPSK星座的所有符号具有相同的振幅。换句话说，恒模算法(CMA)认为这样的信号的振幅(模量)是恒定的，只要其不遭受任何损伤。然而，如果色散使信号失真，则原始星座形状不再保持，这意味着信号不再具有随时间恒定的振幅。在这种情况下，基于恒模算法的色散(基于CMA的CD)估计器50将不同的色散测试值应用于频域均衡器(FDE)30，并且分析频域均衡器(FDE)输出信号40。对于给定的色散测试值，输出信号的振幅是恒定的。在理想条件下，这恰好对应于由链路施加的色散的相反值，并且因此提供信号的光学均衡。

然而，基于CMA的CD估计器的精度受到不同因素的影响。首先，如上所述，基于CMA的算法对于调制格式不是不可知的，因为其假定所有星座符号具有相同的振幅。该假设不适用于许多调制方案，例如具有不同振幅和相位的正交振幅调制(QAM)符号。第二，由于频域均衡器(FDE)不补偿偏振模色散(PMD)和偏振相关损耗(PDL)，这些损伤可能不正确地偏置色散估计。第三，该算法不考虑偏振复用(PDM)。

应当注意，即使图1中所示的MIMO均衡器80通常具有提供非常精确的色散估计的潜力，这样的后处理估计要求第一基于CMA的CDE传递相当小的误差。然而，直到第一基于CMA的CDE传送这样小的误差，大量的时间可能流逝并且帧可能丢失。

总之，与基于CMA的色散估计器相关的问题是调制格式必须定义具有相同振幅的星座符号。此外，基于CMA的色散估计器缺乏针对偏振模色散(PMD)和偏振相关损耗(PDL)的鲁棒性，并且不提供仅能以高实现复杂度来补偿的偏振复用(PDM)。

上述参考的Kuschnerov，Maxim等人的文献公开了CMA算法，其中测试不同的色散值，并且使所定义的CMA成本函数最小化的值在理想条件下是链路的色散的相反值。所提出的算法具有的优点是，估计路径使用补偿路径，其中由估计器分析的信号是频域均衡器(FDE)输出信号。然而，该算法不是调制格式透明的，并且不考虑PDM、PMD和PDL。US2012/0213512A1描述了类似的色散均衡。

Hauske，Fabian N.，等人“Frequency domain chromatic dispersion estimation”，光纤通信会议，美国光学学会，2010年公开了在频域中工作并且应用输入信号频谱与其自身的循环移位版本的相关性的估计器。因此，对于正确的色散估计，相应的相关功率被最大化。虽然该估计器对调制格式是透明的，但它不使用来自补偿路径的任何信号，导致增加的实现复杂度。在Hauske，Fabian N.等人“Precise,robust and least complexity CD estimation”，国家光纤工程师会议，美国光学学会，2011年，中讨论了相关版本的色散估计，其中不是分析输入信号的整个频谱，而是仅分析时钟色调。因此，实现复杂度降低，但是时钟色调功率可以受到例如PMD和PDL的偏振相关效应的不期望的影响。事实上，时钟色调功率甚至可以在某些情况下完全消失，使得该估计器对于PMD受损的输入信号无用。US 2012/0281981A1中公开了用于检测和补偿色散的类似的基于时钟色调的方法。这里，二进制信号在伪RZ调制中调制，其在频谱中生成时钟色调。接收器监视这种时钟色调的功率，其取决于色散。因此，该方法代表具有上述缺点的另一种基于时钟色调的技术。

Wymeersc、Hen和Pontus Johannisso“Maximum-likelihood-based blind dispersion estimation for coherent optical communication”，Lightwave Technology，Journal of 30.18(2012)：2976-2982公开了在频域中工作的最大似然色散估计器。该估计器独立于调制格式、定时偏移、差分群延迟(DGD)和输入偏振状态，并且其性能在数学上被证明是优化的。然而，其实现非常复杂，因为其需要过采样输入信号(大于2个采样/符号)的矩阵乘法，并且每个测试偏振矩阵需要一个乘法。

Sui,Qi、Alan Pak Tao Lau和Chao Lu“Fast and Robust Blind Chromatic Dispersion Es-timation Using Auto-Correlation of Signal Power Waveform for Digital Coherent Systems”，Journal of Lightwave Technology 31.2(2013)：306-312公开了基于信号功率波形的自相关的估计器，但它不搜索优化CD值。事实上，优化CD值直接是估计的结果。然而，在该方案中，估计路径不使用来自补偿路径的任何信号，并且估计路径的实现是复杂的，因为它需要FFT/IFFT对来计算频域中的信号功率波形的相关性。此外，文件中呈现的结果说明该算法对窄带电或光学滤波非常敏感。

Hauske，Fabian N.等人“Optical performance monitoring in digital coherent receivers.”，Lightwave Technology，Journal of 27.16(2009)：3623-3631公开了数据辅助算法，其从图1中所示的MIMO均衡器80的抽头估计色散。因此，由估计器分析的信号不是图1中的第一频域均衡器(FDE)30的输出信号，而是表示在由估计器分析之前在多个步骤中处理的信号。因此，可用的色散估计范围需要非常长的训练序列和非常长的均衡器脉冲响应，这只能通过高度复杂的实现来解决。

US6798500涉及用于多信道光网络中的色散的估计方法。这里，所公开的估计器基于眼图分析，其中色散使开关键控信号的眼图从其原始形状失真。因此，该方法限于开关键控信号，并且只能处理较小的色散。

US2013/0045004涉及基于直方图的色散估计器，并且基于经受色散的光信号的功率波形具有高斯形统计分布的效果。因此，确定光场的振幅的直方图，并且如果直方图是高斯的，则可以得出结论，色散尚未被适当地补偿。换句话说，调谐色散补偿器直到直方图不再是高斯的。然而，该估计器仅适用于较小的色散。

US20120128376涉及对偏振模色散(PMD)不敏感的相干接收器的色散估计方法。所公开的估计器从中心频率获得频率±f处的信号的两个频率部分。通过比较频率部分之间的相移来估计色散，如果在信号中不存在色散则该相移应该为零。然而，由于偏振相关效应可以附加地影响频谱相位，所以该估计器隐式地对PMD和PDL敏感，尽管这种影响可以通过平均来减小。

因此，上述传统色散估计器基于时域信号(例如，CMA)或频域信号(例如，频谱分析，时钟色调分析)，并且可以或可以不使用来自补偿路径的信号。然而，上述传统色散估计器不合适或者需要显著的复杂度来处理有具有不相等振幅的星座符号的调制格式，特别是当估计器另外提供针对偏振模色散(PMD)和偏振相关损耗(PDL)的鲁棒性并且还考虑偏振复用(PDM)。

技术实现要素：

因此，本发明的基本问题是提供用于在光通信系统中执行色散估计的改进的装置和方法，特别是用于处理具有不相等振幅的调制格式星座符号的改进的装置和方法。还期望各个装置和方法提供针对偏振模色散(PMD)和偏振相关损耗(PDL)的鲁棒性并且可以考虑偏振复用(PDM)。

该问题通过在如权利要求1所限定的光通信系统的接收器中执行色散估计的方法以及根据权利要求11的用于光通信系统的接收器来解决。在从属权利要求中限定优选的实施方式。

在光通信系统的接收器中执行色散估计的方法包括以下步骤：

·接收被划分为帧的信号，其中每个帧包括训练部分和数据部分，并且其中训练部分包括至少两个相同的样式序列，

·均衡所接收的信号，例如生成多个均衡信号，每个均衡信号对应于均衡器的不同设置，其中每个均衡信号包括至少一个帧，

·确定多个相关值，其中为包括均衡信号的每个帧计算至少一个相关值，并且其中在相应帧的第一样式序列和第二样式序列之间计算每个相关性，

·通过对为每个均衡信号确定的多个相关值进行平均来确定每个均衡信号的最终相关值，以及

·选择与提供最高最终相关值的均衡信号相对应的均衡器的设置。

因此，本发明提供了在接收器中执行色散估计的方法，其中接收器接收包括帧的信号。每个帧包括训练部分和数据部分，并且训练部分包括多个相同的样式序列。如下所述，各个样式序列用于估计信号的色散，但是也可以涉及其它任务，例如帧同步(也称为帧检测)、频率偏移估计和信道估计。以这种方式，应用于其它目的的信号处理单元，例如帧检测可以重新用于执行色散估计。这特别适用于用于帧检测和色散估计的目的的重用相关器。换句话说，公共信号处理单元被重用于较低的实现复杂度，例如，其可以包括数字信号处理器(DSP)或ASIC。

在下一步骤中，接收信号被均衡，例如生成多个均衡信号，其中每个均衡信号包括至少一个帧。因此，使用不同设置对接收信号应用均衡器，例如生成跨越至少一个帧的多个均衡信号。例如，均衡器可以表示频域均衡器，特别是色散(CD)均衡器。然后，确定多个相关值，其中对于各个帧计算至少一个相关值。在这方面，通过计算相应帧的第一样式序列和第二样式序列之间的相关性来获得每个相关值。如上所述，各个样式序列由训练部分包括并且表示相同的样式序列。因此，通过计算均衡信号的两个相同样式序列之间的相关性，根据本发明执行色散估计。在这方面，嵌入在发送流中的符号样式的两次重复之间的相关性受失真影响，并且因此也受色散的影响。特别地，绝对色散的增加导致增加的符号间干扰(ISI)，这反过来减小所计算的相关性，特别是相关输出功率。

为了提高计算的相关值的精度，根据本发明的方法通过对为每个均衡信号确定的多个相关值进行平均来获得每个均衡信号的最终相关值。然后，在计算每个均衡信号的最终相关值之后，选择与提供最高最终相关值的均衡信号相对应的均衡器的设置作为用于补偿信号的色散的优化设置。

应当注意，对于色彩估计的单一目的，均衡信号的两个相同样式序列不是连续的是有益的，因为对于相同量的色散将促进训练序列和数据之间的更多符号间干扰(ISI)，最终导致更高的估计灵敏度。换句话说，优选地，所接收的信号包括包括有训练部分和数据部分的帧，该训练部分和数据部分被布置为使得训练部分包括由数据部分的部分分离的非连续部分。

此外，由于根据本发明的符号样式的两次重复之间的各个相关性不限于具有相同振幅的符号，所以接收信号的帧可以包括训练部分和/或数据部分，其包括具有不同的振幅和相位的符号，特别是QAM调制的符号。类似地，如下面进一步解释的，相应的相关方法也可以处理偏振复用(PDM)信号。

确定每个均衡信号的至少一个相关值的步骤可以包括以下附加步骤：将每个均衡信号延迟时间偏移，以生成每个均衡信号的延迟版本，并且然后计算延迟均衡信号的第一样式序列和非延迟均衡信号的第二样式序列之间的相关性。在这方面，均衡信号的延迟可以例如被设置为对应于单个或多个帧的训练部分中的样式序列的长度。因此，通过计算每个均衡信号的延迟版本和非延迟版本之间的相关性，为每个帧确定相应的至少一个相关值。在这方面，确定每个均衡信号的至少一个相关值的步骤可以包括将非延迟均衡信号的采样与延迟均衡信号的采样相乘，以及计算相乘后采样的移动平均值。这里，相应的相关值可以例如被确定为功率值序列的一部分的峰值功率值。这种确定各个相关值的方法是特别有用的，因为可以使用不同类型的信号处理单元来执行各个计算。特别地，如上所述，信号处理单元的相关器可以重复用于执行例如帧检测以及具有低实现复杂度的色散估计。

本发明还涉及用于适于执行上述方法步骤的光通信系统的接收器。在这方面，根据本发明的接收器包括：

·输入端口，适于接收被划分为帧的信号，其中每个帧包括训练部分和数据部分，并且其中训练部分包括至少两个相同的样式序列，

·均衡器，适于均衡接收信号以生成多个均衡信号，每个均衡信号对应于均衡器的不同设置，

·相关单元，适于通过计算均衡信号中包括的每个帧的第一样式序列和第二样式序列之间的每个相关值来确定每个均衡信号的相关值，

·平均单元，适于通过对为每个均衡信号计算的相关值进行平均来提供最终相关值，以及

·选择单元，适于选择与提供最高最终相关值的均衡信号相对应的均衡器的设置。

如上所述，接收信号的帧可以包括训练部分和/或数据部分，包括具有不同振幅和相位的符号，特别是QAM调制符号。在这方面，接收器还可以包括适于解调均衡信号或从均衡信号导出的信号的解调器，特别是用于解调具有不同振幅和相位的符号的QAM解调器。类似地，均衡器优选地适于补偿色散(CD)，其中接收信号可以表示偏振复用(PDM)信号。

在优选实施方式中，根据本发明的接收器包括帧检测单元，其被配置为接收由均衡器提供的均衡信号。特别地，帧检测单元可以适于检测训练部分，计算训练部分与训练部分的延迟版本之间的相关性以确定功率值，并且还可以适于确定与所确定的功率值的峰值功率值相对应的相关值，并将确定的相关值输出到选择单元。由于帧检测单元也计算相关性，用于色散估计的上述相关单元和帧检测单元可以共享信号处理单元或计算单元，从而降低实现复杂度。

注意，在本公开中，在“相关单元(correlation unit)”，“帧检测单元(frame detection unit)”或“频率偏移估计单元(frequency offset estimation unit)”中使用的术语“单元(unit)”应当在广义上理解，并且可以具有纯粹的功能含义。换句话说，“单元(unit)”可以是或可以不是离散或分离的实体。例如，“单元(unit)”可以由在相应的程序控制下由数字信号处理器提供的某些功能广义地表示，其同时可以提供其它功能，并因此表示其它“单元(unit)”。

在另一个优选实施方式中，根据本发明的接收器包括频率偏移估计单元，其被配置为接收由帧检测单元提供的均衡信号。与上述优选实施方式类似，这对于在频率偏移估计单元和色散估计单元之间共享信号处理单元特别有用，例如降低实现复杂度。特别地，接收器可以包括在相关单元和频率偏移估计单元之间共享的计算电路，其中频率偏移估计单元适于计算训练部分和训练部分的延迟版本之间的相关性以确定峰值的相位，并且其中频率偏移估计单元还适于确定与所确定的峰值的功率相对应的相关值，并将所确定的相关值输出到选择单元。

因此，根据本发明的方法和接收器都是有利的，特别是向调制格式、低实现复杂度、对偏振模色散(PMD)和偏振相关损耗(PDL)的不敏感提供透明性，并且以便考虑偏振复用(PDM)。此外，如下所述，根据本发明的方法和接收器允许权衡估计精度的估计范围。更具体地，对于较长的相关长度获得较大的估计范围，而对于较短的相关长度获得较好的精度。

附图说明

图1是包括频域均衡器(FDE)、帧检测器、频率偏移校正、MIMO均衡器和基于CMA的色散估计器的信道估计器的数字信号处理(DSP)架构的示意图，

图2是通过计算经受不同色散水平的接收信号的两个相同样式序列之间的相关性而获得的三角相关峰的图形表示，

图3是被划分为帧的接收信号的示意图，每个帧包括训练部分和数据部分，训练部分包括两个相同样式序列，

图4是通过计算均衡信号的延迟版本的第一样式序列与同一均衡信号的非延迟版本的第二样式序列之间的相关性来为每个帧确定的相关值的示意图，

图5是包括输入端口、均衡器、相关单元、平均单元和选择单元的接收器的示意图，

图6是表示作为不同相关长度的函数的相关功率的三角相关峰的图形表示。

具体实施方式

为了促进对本发明的原理的理解，现在将参考附图中所示的优选实施方式，并且将使用特定语言来描述本发明。然而应当理解，不意图对本发明的范围进行限制，其中预期在所示的装置和方法中的这样的改变和进一步的修改以及其中所示的本发明的原理的进一步的应用，如通常现在或在未来对本发明所涉及的领域的技术人员会发生的。

通过计算已经接收且已经均衡的信号的两个相同样式序列(pattern sequence)之间的相关性来获得根据本发明的色散估计。在这方面，嵌入在发送流中的符号样式的两次重复之间的相关性受失真影响，并且因此也受色散的影响。因此，色散的增加导致增加的符号间干扰(ISI)，这反过来减小所计算的相关性，特别是相关输出功率。

图2提供了通过计算受不同色散水平影响的两个相同样式序列之间的相关性而获得的三角相关峰的图形表示。从图2可以清楚地看出，对于较高的色散水平，三角相关峰(表示相关输出功率)的最大振幅变小。换句话说，可以通过执行包括在信号中的两个相同样式序列之间的相关性估计来估计信号中存在的色散水平。

图3示出了由根据本发明的接收器接收的对应信号120。信号120被划分为帧90，每个帧包括训练部分100和数据部分110。在该示例中，训练部分100包括两个相同的样式序列105，每个具有L个采样。在该示例中，除了其它任务之外，样式序列105还可以用于帧同步和频率偏移估计。然而，如上所述，对于色散估计的单一目的，训练部分110的两个段105不是连续的是有益的，因为对于相同量的色散，将促进训练序列和数据之间的更多符号间干扰(ISI)，最终导致更高的估计灵敏度。

图4示出了用于计算图3所示的两个相同样式序列之间的相关性的方案。这里，通过计算信号的延迟版本130的第一样式序列与同一信号的非延迟版本120的第二样式序列之间的相关性来为每个帧90确定相关值。在该示例中，信号的延迟版本130已经相对于同一信号的非延迟版本120延迟了L个采样，相应于一个样式序列的长度。因此，图4所示的训练部分100中的重叠采样140表示包括在每个帧90中的上述两个相同样式序列。

在图4中，通过计算信号的延迟版本130的第一样式序列和同一信号的非延迟版本120的第二样式序列之间的相关性来获得相关值150。在该示例中，使用后退时间范围执行相关性，其中延迟信号120和非延迟信号130的相应采样被相乘和相加以在后退时间范围中执行移动平均。这里，后退时间范围及移动平均具有L个采样的长度。由于数据本质上是随机信号，所以相关采样在移动平均中不是建设性地相加，而是在数据部分110中平均化。然而，训练部分100的情况不是这样。如图4所示，相关器在重叠部分140中输出L个采样，其示出了延迟信号和非延迟信号的各个相乘采样建设性地相加。因此，在移动平均的输出处获得具有长度2L的三角形峰160。如上面参考图2所讨论的，三角形峰160的振幅表示相关输出功率，并且因此用作包括在信号120中的色散水平的指示符。

图5示出了根据本发明的实施方式如何在接收器200中使用该相关方案。更具体地，图5是包括输入端口210、均衡器220、相关单元230、平均单元240和选择单元250的接收器200的示意图。如上所述，在输入端口210处接收的信号被划分为帧90，每个帧包括训练部分100和数据部分110。在该示例中，训练部分100包括两个相同的样式序列。然后，将不同的设置270应用于均衡器220以生成多个均衡信号280。多个均衡信号280被并行或顺序地转发到相关单元230，相关单元230如上所述通过计算每个帧90的第一和第二样式序列之间的相关值290来确定每个均衡信号的相关值。平均单元240从相关单元230接收相关值290，并且通过对针对每个均衡信号280计算的相关值290的峰值160进行平均来为每个均衡器设置270提供最终相关值300。最后，选择单元250接收每个均衡器设置270的最终相关值300，并且选择与提供最高相关值300的均衡信号280相对应的均衡器220的设置260。因此，通过选择与最高相关值300相对应的均衡器设置260，所选择的均衡器设置270使均衡器220输出的信号280的色散最小化，并且因此在接收器中提供色散估计。

换句话说，可以根据本发明通过观察表示不同均衡器设置270的CD测试值的给定集合的三角波峰160的最大功率并且选择与最大峰值振幅相对应的值来执行色散估计。然而，图2中所示的三角形峰160的振幅不仅取决于色散，而且取决于其它参数，例如输入信号的功率、光信噪比(OSNR)、相位噪声、PMD。然而，尽管未失真的无噪声信号导致最大化的峰值功率，但是这些附加的影响可以被显示为恒定的或具有可忽略的效果。例如：

·输入功率通常可以假定为随时间恒定，特别是在均衡器220之前布置自动增益控制器(AGC)的情况下。即使对于给定的接收器架构不是这样，改变输入功率的效果可以是通过对于相应的色散测试值的整个集合一次又一次地重复使用输入信号的存储版本来排除。

·噪声的影响以三种方式显著减轻。首先，相应的移动平均240基本上是低通滤波器，其滤除噪声。第二，信噪比通常可以假定为在每个色散估计上是恒定的，这意味着即使所有三角形峰160对于较高噪声水平具有较低的振幅，对于表示色散的最合适估计的正确的均衡器设置270仍然获得最高的最终相关值。第三，取决于指定的最小信噪比，可以增加对于相同的均衡器设置270均衡的帧的数量，从而增加每个均衡器设置270的相关值290的数量，并且因此产生最终相关值300，其更好地从噪声中平均掉。

·与放大自发射(ASE)噪声相比，相位噪声是一个缓慢的过程，并且其通常不如ASE噪声那样重要。因此，在实际的低激光线宽的相关长度期间可以忽略。

·恒定频率偏移在相关器的输出信号中引入相位旋转。因此，频率偏移对相关峰的振幅没有影响。

·数据辅助偏振解复用对每个偏振需要不同的前导码。每个偏振的数据帧前导码必须是正交的，以便允许偏振解复用。对于恒定振幅零自相关(CAZAC)训练序列的情况，这样的正交性可以例如通过在两个偏振中使用的前导码之间引入L/2个采样的循环移位来获得。因此，MIMO均衡对差分群延迟(DGD)的容限变为L/2个采样，其设计必须足够用于任何相关的传输链路。实际上，DGD脉冲响应通常比L/2短得多。由于PMD或简单的偏振旋转，在输入端口210处接收的信号可以被描述为来自每个偏振的接收信号的加权相加。因此，还存在来自每个偏振的前导码的加权相加。由于对于PMD的现实值，保留了两个前导码的正交性，所以现在添加的前导码的相关性给出与对每个偏振执行单独的相关相同的结果，并且然后将这两个相关值相加。因此，相关峰值功率与任何偏振旋转和PMD无关。

·偏振相关损耗(PDL)可能导致属于不同偏振的两个前导码之间的正交性损耗。尽管如此，这种正交性的损耗仅对于偏振解复用是关键的。关于相关峰值功率，其仅具有减小效果，与均衡器设置270无关。因此，PDL对相关峰值功率的影响是可忽略的。

因此，从上面可以看出，根据本发明的色散估计具有许多优点。特别是，

1.其对调制格式是透明的；

2.其可以具有可忽略的实现复杂度，因为估计可以基于与接收器的其它单元共享资源，例如在DSP架构中使用的帧检测器模块；以及

3.其对偏振旋转和PMD不敏感，并且对PDL非常鲁棒。

除了上述优点之外，根据本发明的色散估计允许用于估计精度的折衷估计范围。换句话说，对于较长的相关长度获得较大的估计范围，而对于较短的相关长度获得较好的精度。因此，色散估计算法的精度取决于相关长度。较短的相关长度导致相对于色散的较高灵敏度。然而，较短的相关长度也导致对噪声的降低的鲁棒性。考虑到这一点，训练部分或前导码应当允许短相关长度，具有适合于针对噪声鲁棒性的相关的足够数量的符号，并且仍然包括例如帧检测器需要的两个相同的段。所有这些规范可以通过将训练部分细分为更高数目的相同样式序列来实现。例如，训练部分可以被细分为八个相同的样式序列，其中每个相同的样式序列可以包括例如64个符号。以这种方式，可以根据需要调整相关长度。

图6示出了作为不同相关长度的函数的各个三角形相关峰。从图中可以清楚地看出，长度为4的相关性对于识别正确的色散值具有最高的灵敏度。然而，如上所述，较短的相关长度也导致对噪声的降低的鲁棒性。

如上所述，根据本发明的色散估计可以具有可忽略的实现复杂度，因为该估计可以基于与接收器的其它单元共享资源，例如已经在DSP架构中使用的帧检测器模块。因此，用于执行相关性的模块可以用在例如帧检测和数据辅助频率偏移估计单元中，并且因此可以有效地重新用于实现上述色散估计方案。

此外，使用训练符号允许独立于支路的数量的明确的流分离。这降低了接收器的复杂度，并且在支持多于两个支路(例如，从PDM迁移到具有多于两个并行流的多模式系统)的系统中也是需要的。

上述实施方式和附图仅用于说明根据本发明的方法和装置，并且不应被认为是对本发明的任何限制。本专利的范围仅由所附权利要求书确定。

附图标记列表

10 信道估计器

20 光信号

30、220 均衡器

40、280 均衡信号

50 色散估计器

60 帧检测

70 频率偏移校正

80 MIMO均衡

90 帧

100 训练部分

105 样式序列

110 数据部分

120 接收信号或均衡信号

130 延迟信号或延迟均衡信号

140 训练部分中的重叠采样

150 相关值

160 三角相关峰

200 接收器

210 输入端口

230 相关单元

240 平均单元

250 选择单元

260 与最高的最终相关值相对应的均衡器设置

270 均衡器设置

290 相关值

300 最终相关值