消除谐波干扰的方法和装置与流程
本发明涉及通信领域，尤其涉及通信领域中的消除谐波干扰的方法和装置。
背景技术：
窄带干扰是无线接收信号处理时需要解决的一个重要问题。时钟谐波干扰是窄带干扰的一种，它是一种单频点的干扰信号。谐波干扰的产生原因有射频(radiofrequency，简称“rf”)晶振谐波和模拟基带(analogbaseband，简称“abb”)采样时钟谐波等来源，当晶振或采样时钟的谐波分量耦合到rf高频输入口，再通过混合器(mixer)后，就变成接收信号的带内干扰。
随着rf芯片面积越做越小，以及智能终端产品布线越来越密，谐波干扰问题会愈发棘手。一般而言，谐波干扰的能量是固定的，所以当接收机离基站较远时，信号能量会远低于干扰能量。因此谐波干扰会导致接收信号灵敏度严重恶化，造成掉网等严重影响用户体验的问题。同时，中高信噪比时的吞吐量也有较大损失，谐波干扰越强，导致的性能损失越大。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明实施例提供了一种消除谐波的方法和装置，以解决谐波对接收信号的干扰问题。从而可以避免谐波干扰引起的接收信号灵敏度恶化、掉网等影响用户体验的问题，并减少性能损失。
第一方面，提供了一种消除谐波干扰的方法，其特征在于，谐波干扰频点位于接收信号的接收带宽内，所述方法包括：
确定谐波搬移量，所述谐波搬移量为所述谐波干扰频点和所述接收信号的中心频点之间的差值；
根据所述接收信号和所述谐波搬移量，确定所述接收信号中包括的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位；
根据所述谐波幅度和所述谐波相位，确定所述谐波干扰信号；
从所述接收信号中减去所述谐波干扰信号，以使得所述接收信号中的所述谐波干扰信号被消除。
因此，本申请所述的方法，有效地解决的谐波信号对接收信号带来的干扰，并且提高了接收机的灵敏度性能，使接收机的性能不受谐波信号强度的影响，具有较高的鲁棒性。
作为另一个实施例，所述根据所述接收信号和所述谐波搬移量，确定所述接收信号中包括的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位，包括：
根据所述谐波搬移量，将所述谐波干扰频点搬移到所述接收信号的中心频点的位置；
根据所述接收信号在单位长度内的每一个采样点的信号值，计算所述接收信号的平均值；
根据所述接收信号的平均值，确定所述接收信号中包括的所述谐波干扰信号的所述谐波幅度和所述谐波相位。
可选地，假设晶振基频为f，接收信号的中心频点为fc，谐波干扰频点为fi，那么f＝fi-fc可以定义为谐波消除的搬移量。其中，该中心频点fc和谐波干扰频点fi可以分别表示为：
fc＝f×(n+1/m)(1)
fi＝f×n(2)
其中，n表示晶振的整数倍频，1/m表示小数倍频，频率单位为hz。
可选地，在确定谐波搬移量之前，所述方法还包括：确定所述谐波干扰频点位于所述接收信号的接收带宽内。
假设接收带宽为bw，则当干扰频点与中心频点间隔|fi-fc|≤bw/2时，认为干扰落在了接收带宽内。此时，带谐波干扰的基带接收信号可以表示为：
y(t)＝x(t)+aej(2πf+θ)+n(t)(3)
其中，f＝fi-fc为谐波消除的搬移量，a为谐波幅度，θ为谐波相位。另外，n(t)表示接收信号的噪声部分，x(t)表示无干扰和噪声的信号部分，aej(2πf+θ)表示接收信号的谐波干扰信号。
通过将接收信号y(t)与e-j2πft进行复数乘，实现将谐波频点搬移到中心频点位置。得到搬移后的接收信号y'(t)。
y'(t)＝y(t)×e-j2πft＝[x(t)+n(t)]×e-j2πft+aejθ(7)
公式(7)中，[x(t)+n(t)]×e-j2πft为单音调制的信号，如果[x(t)+n(t)]相 对于单音幅度很小(灵敏度场景满足该假设)，则累加单音整数周期次后，该项的结果趋向于0，即得到公式(8)所示的结果：
根据公式(8)，可以估计出谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位。
可选地，对于解调模式和异频模式，假设频偏为δf，则接收信号的中心频点fc和谐波干扰频点fi分别为：
fc＝(f+δf)×(n+1/m)(4)
fi＝(f+δf)×n(5)
根据公式(1)和(2)可计算标称的谐波搬移量为f＝fi-fc＝f×(1/m)，但是存在频偏δf时，该间隔实际为f'＝(f+δf)×(1/m)，而自动频率控制模块估计的频偏值为fafc＝δf(n+1/m)，频偏比例因子为fratio＝δf/f。因此，利用已知信息计算出实际需要使用的谐波搬移量为：
当存在频偏时，可以认为谐波干扰频点相对于中心频点的距离为f+δf，则：
y'(t)＝y(t)×e-j2πft＝[x(t)+n(t)]×e-j2πft+aej2πδftejθ(9)
由于δf相对较小，因此ej2πδft的周期很长，可以认为在一段样点内，该单音信号ej2πδft的幅度和相位是常数，因此可以对该段数据进行累加并求平均，从而估计谐波干扰信号的幅度和相位，并用于消除下一段数据的谐波干扰。
可选地，在确定谐波搬移量之前，所述方法还包括：确定所述接收信号的单位长度，并根据该单位长度对所述接收信号进行分段，该单位长度表示所述接收信号中的任意一段信号，例如第n段信号中包括的采样点数，所述n为正整数且n小于或等于接收信号能够被分成的总段数，或者接收信号中用于谐波估计的总段数。
应理解，确定该第n段信号中的谐波干扰信号后，可以根据利用第n段信号估计出的谐波干扰信号，来消除第n+1段信号中的谐波干扰信号，根据第n+1段信号估计出的谐波干扰信号，来消除第n+2段信号中的谐波干扰信号，依次类推。也可以根据第n段信号估计出的谐波干扰信号，来消除后续所有信号或者任意一段信号或者多段信号。
因此，由于我们采用了分段的方式，将当前段估计的结果用于下一段数 据，实现上是一种流水处理的方式，这样的处理方式对硬件实现的时序要求很低，简化了模块实现复杂度。
另一方面，除了第一段数据没有估计结果，无法进行谐波消除外，后续数据估计值都是实时生效的，因此解决了现有技术中需要等待参数收敛的问题。
作为另一个实施例，在所述确定谐波搬移量之前，所述方法还包括：
根据所述接收信号的频率偏移的大小，确定谐波消除模式，所述谐波消除模式包括分档模式、解调模式或异频模式。
根据所述谐波消除模式，确定所述单位长度内的采样点的个数，所述单位长度内的采样点的个数和所述频率偏移的大小成反比。
应理解，所述谐波消除模式在产品实现时可以根据需要进行更详细的划分，所述确定所述谐波消除模式所依据原则为需要处理的残留频率偏移的大小。
其中，当所述谐波消除模式为解调模式时，单位长度可以为1024；当所述谐波消除模式为异频模式时，单位长度可以为256；当所述谐波消除模式为分档模式时，单位长度可以为128。
作为另一个实施例，当确定所述谐波消除模式为解调模式或异频模式，或者所述谐波干扰频点不存在所述频率偏移时，所述确定谐波搬移量，包括：
根据所述频率偏移的大小，确定所述谐波干扰频点和所述接收信号的中心频点；
根据所述谐波干扰频点和所述接收信号的中心频点，确定上述谐波搬移量。
作为另一个实施例，当确定所述谐波消除模式为分档模式时，所述确定谐波搬移量，包括：
根据所述谐波干扰频点的频率偏移的大小，确定所述谐波干扰频点和所述中心频点；
根据所述谐波干扰频点和所述中心频点，确定第一谐波搬移量、第二谐波搬移量和第三谐波搬移量，所述第二谐波搬移量小于所述第一谐波搬移量，所述第三谐波搬移量大于所述第一谐波搬移量，且所述第一谐波搬移量和所述第二谐波搬移量的差值等于所述第三谐波搬移量和所述第一谐波搬移量的差值；
从所述第一谐波搬移量、所述第二谐波搬移量和所述第三谐波搬移量中，选择所述谐波搬移量。
作为另一个实施例，，所述从所述第一谐波搬移量、所述第二谐波搬移量和所述第三谐波搬移量中，选择所述谐波搬移量，包括：
根据所述接收信号，以及所述第一谐波搬移量、所述第二谐波搬移量和所述第三谐波搬移量，确定与所述第一谐波搬移量、所述第二谐波搬移量和所述第三谐波搬移量一一对应的第一谐波干扰信号、第二谐波干扰信号和第三谐波干扰信号；
根据所述第一谐波干扰信号、所述第二谐波干扰信号和所述第三谐波干扰信号，确定与所述第一谐波干扰信号、所述第二谐波干扰信号和所述第三谐波干扰信号一一对应的第一信号功率、第二信号功率和第三信号功率；
确定所述第一信号功率、所述第二信号功率和所述第三信号功率中的最大信号功率对应的谐波搬移量为目标谐波搬移量；
在所述接收信号包括的多个单位长度中，分别统计所述第一谐波搬移量、所述第二谐波搬移量和所述第三谐波搬移量被确定为目标谐波搬移量的次数；
确定所述次数最大值对应的谐波搬移量为所述谐波搬移量。
可选地，对于分档模式，根据公式(6)，按照谐波搬移量为f、f-δf'和f+δf'三个频点来确定所述谐波搬移量。例如δf'＝10khz，假设采样速率为30.72msps，1ms包含30720个样点，单位长度为128，那么接收数据总共可以进行(30720-4096)/128＝208段计算。对于每一段数据，分别利用[f-10khz，f,f+10khz]这三个搬移量计算各自对应的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位，并可以获取这三个搬移量分别对应的谐波干扰信号。利用公式p＝i2+q2分别计算三个谐波干扰信号对应的功率，其中i表示复数谐波信号的虚部，q表示复数谐波信号的实部。之后进行阿尔法(alpha)滤波，比较出其中的最大值，并将该最大值对应的谐波搬移量确定为目标谐波搬移量。同时将被确定为目标谐波搬移量的谐波搬移量对应的计数器加1。在所述接收信号包括的多个单位长度中，统计所述第一谐波搬移量、所述第二谐波搬移量和所述第三谐波搬移量被确定为目标谐波搬移量的次数，并将其对应的谐波搬移量作为估计出的档位，用于后续样点的谐波消除。当确定出谐波搬移量所在档位后，再按照固定谐波搬移量的方式进行后续接收的谐波估 计和消除。
作为另一个实施例，所述方法还包括：
根据所述接收信号中的直流信号在单位长度内的每一个采样点的信号值，计算所述直流信号的平均值；
从所述接收信号中减去所述直流信号的平均值，以使得所述接收信号中的所述直流信号被消除。
第二方面，提供了一种消除谐波干扰的装置，用于执行上述第一方面或第一方面的任意可能的实现方式中的方法。具体地，该消除谐波干扰的装置包括：
第一确定模块，用于确定谐波搬移量，所述谐波搬移量为所述谐波干扰频点和所述接收信号的中心频点之间的差值；
所述第一确定模块还用于：
根据所述接收信号和所述谐波搬移量，确定所述接收信号中包括的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位；
根据所述谐波幅度和所述谐波相位，确定所述谐波干扰信号；
处理模块，用于从所述接收信号中减去所述第一确定模块确定的所述谐波干扰信号，以使得所述接收信号中的所述谐波干扰信号被消除。
因此，本发明实施例所述的消除谐波干扰的装置，能够有效地解决谐波信号对接收信号带来的干扰问题，并且提高了接收机的灵敏度性能，使接收机的性能不受谐波信号强度的影响，具有较高的鲁棒性。
第三方面，提供了一种消除谐波干扰的装置，包括处理器、存储器、总线系统、接收器和发送器，所述发送器和所述接收器分别用于在通信的过程中发送和接收信息，所述存储器用于存储指令，所述处理器用于执行所述存储器存储的指令，并且对该存储器中存储的指令的执行使得该处理器执行第一方面或第一方面的任一方面的可能实现方式中的方法。具体地，所述处理器具体用于：
确定谐波搬移量，所述谐波搬移量为所述谐波干扰频点和所述接收信号的中心频点之间的差值；
根据所述接收信号和所述谐波搬移量，确定所述接收信号中包括的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位；
根据所述谐波幅度和所述谐波相位，确定所述谐波干扰信号；
从所述接收信号中减去所述谐波干扰信号，以使得所述接收信号中的所述谐波干扰信号被消除。
第四方面，提供了一种计算机可读介质，用于存储计算机程序，该计算机程序包括用于执行第一方面或第一方面的任意可能的实现方式中的方法的指令。
基于上述技术方案，本发明实施例的消除谐波干扰的方法，有效地解决的谐波信号对接收信号带来的干扰，并且提高了接收机的灵敏度性能，使接收机的性能不受谐波信号强度的影响，具有较高的鲁棒性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面所描述的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是现有技术的频域谐波消除的方案。
图2是现有技术的时域谐波消除的方案。
图3是本发明实施例的无线接收机的结构示意图。
图4是本发明实施例的消除谐波干扰的方法的示意性流程图。
图5是本发明实施例的消除谐波干扰的方法的示意性流程图。
图6是本发明实施例的分档模式的档位估计的示意性框图。
图7是本发明实施例的确定谐波干扰信号的幅度和相位的示意性流程图。
图8是本发明实施例的消除谐波干扰的方法的示意性框图。
图9是本发明实施例的消除谐波干扰的装置的示意性结构图。
图10是本发明实施例的消除谐波干扰的装置的示意性结构图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本发明保护的范围。
目前典型的谐波消除方案，分为频域和时域两种。图1是现有技术的频域谐波消除的方案。如图1所示，频域谐波消除首先将接收信号经过傅里叶变换(fouriertransform，简称“fft”)变换到频域，之后统计各频点信号的功率并与预先设定的阈值进行判断，超过阈值则认为是干扰。最后将判断为干扰的频点置为零，或者置为相邻频点的平均功率。但是该频域谐波消除方案具有以下缺点：1、频域谐波处理只是对干扰进行了抑制，并没有完全消除，因此还需要信道估计和解调等模块做相应的处理2、由于是在频域上的处理，接收机时域信号处理部分如agc、小区搜索等受到的干扰影响没法消除。3、频域谐波消除只能用于谐波远高于信号的场景，因为在衰落信道下，信号本身的波动就有8分贝(decible，简称“db”)以上，干扰检测的误判概率很大。4、产品实现时，受限于实现成本和复杂度，fft的点数不可能太大，当谐波不是fft子载波的整数倍时，谐波干扰的影响会扩散到多个子载波上。
图2是现有技术的时域谐波消除的方案。典型的方法是通过自适应迭代算法，训练出干扰频点对应的陷波滤波器(notchfilter)，时域信号经过滤波后达到消除干扰的目的，该通过自适应迭代算法获得的陷波滤波器可以简称为自适应陷波器。但是该方法具有以下缺点：1、notchfilter的深度和宽度需要根据干扰强度进行调整。因为不同干扰强度影响的子载波数不同，设置不准会导致干扰频点和相邻的子载波消除不够或过消除，算法鲁棒性很难保证。2、自适应算法的收敛时间与干扰强度有关，当频域上干扰强度比信号高小于10db时，收敛时间需要接近一个子帧，且此时干扰无法完全消除。
鉴于此，本发明实施例针对现有方案约束条件太多鲁棒性不够等问题，提出一种实现简单的、性能鲁棒的时域分段平均谐波消除方案。
由于时钟谐波频点为晶振基频或者模拟基带(analogbaseband，简称“abb”)采样时钟的整数倍，因此该谐波频点可能落在的频点位置是固定的。因此，在实际产品板上只有固定的几个频点会存在谐波干扰的问题。
应理解，这些频点可以在实验室测试获得，并作为已知信息用于进行谐波消除，也可以采用其他估计方法获得，本发明对此不做限定。
图3是本发明实施例的无线接收机的结构示意图。图3示出了无线接收机的rf模块310、模数转换器(analog-to-digitalconverter，简称“adc”)320、谐波处理模块330、自动增益控制(automaticgaincontrol，简称“agc”) 模块340、信道估计模块350、小区搜索模块360、解调模块370、自动频率控制(automaticfrequencycontrol，简称“afc”)模块380和译码模块390。rf模块310接收到的信号在模数转换器320中进行模数转换，随后在谐波处理模块330中进行谐波干扰信号的消除。谐波处理模块330位于adc模块320之后，用于根据本发明实施所述的谐波消除方法对接收信号中的谐波干扰进行消除。agc模块340用于对接收信号的放大倍数进行自动调节，信道估计模块350用于在接收信号时，对信道的相关参数进行估计。随后接收信号分别在解调模块370和译码模块390中进行解调译码。另外，如果用户设备处于小区搜索阶段，那么通过小区搜索模块360执行小区搜索阶段的工作，例如用户设备和基站之间的初始同步等，其中，afc模块380用于对接收信号的频率偏移情况进行估计，以获取接收信道的频率偏移估计值和频率偏移比例因子。
图4是本发明实施例的消除谐波干扰的方法的示意性流程图。图4所示的方法可以由谐波处理模块330执行，所述谐波消除的方法包括：
410，确定谐波搬移量，所述谐波搬移量为所述谐波干扰频点和所述接收信号的中心频点之间的差值。
420，根据所述接收信号和所述谐波搬移量，确定所述接收信号中包括的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位。
430，根据所述谐波幅度和所述谐波相位，确定所述谐波干扰信号。
440，从所述接收信号中减去所述谐波干扰信号，以使得所述接收信号中的所述谐波干扰信号被消除。
具体而言，谐波处理模块330根据谐波干扰频点和接收信号的中心频点的位置，计算谐波搬移量，该谐波搬移量为该谐波干扰频点和该中心频点之间的差值。然后谐波处理模块330根据接收信号和该谐波搬移量，估算出接收信号中包括的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位，并根据该估算出的谐波幅度和谐波相位，重构谐波干扰信号。从而可以从后续的接收信号中减去该谐波干扰信号，以实现对谐波干扰信号的消除。其中，该谐波搬移量也可以称为谐波搬移频点。
可选地，在执行该方法之前，谐波处理模块330可以先确定该接收信号的单位长度，并根据该单位长度对该接收信号进行分段，该单位长度表示该接收信号中的任意一段信号，例如第n段信号中包括的采样点数，所述n为 正整数且n小于或等于接收信号能够被分成的总段数，或者接收信号中用于谐波估计的总段数。例如这里用l来表示单位长度，表示每段信号中包括l个采样点。
具体地，谐波处理模块330确定该接收信号的单位长度，并根据该单位长度对接收信号进行分段。然后对其中的第n段信号，估算第n段信号中包括的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位，并根据该估算出的谐波幅度和谐波相位，重构谐波干扰信号。从而可以从接收信号中的第n+1段信号中减去该谐波干扰信号，以实现对接收信号中其他段信号的谐波干扰信号的消除。
由于我们采用分段的方式，当前段估计的结果用于下一段数据，实现上是一种流水处理的方式，这样的处理方式对硬件实现的时序要求很低，简化了模块实现复杂度。
另一方面，除了第一段数据没有估计结果，无法进行谐波消除外，后续数据估计值都是实时生效的，因此不存在现有技术中需要等待参数收敛的问题。
应理解，谐波处理模块330重构出第n段信号中的谐波干扰信号后，可以根据利用第n段信号估计出的谐波干扰信号，来消除第n+1段信号中的谐波干扰信号，根据第n+1段信号估计出的谐波干扰信号，来消除第n+2段信号中的谐波干扰信号，依次类推。谐波处理模块330也可以根据第n段信号估计出的谐波干扰信号，来消除后续所有信号或者任意一段信号或者多段信号，本发明对此不做限定。
还应理解，为了简洁，后面只针对该接收信号中的第n段信号为例进行说明，即后面描述中的接收信号都指该第n段信号。
下面结合图4至图8分别对410至440进行具体的描述。
谐波处理模块330可以根据当前所处的业务场景来确定单位长度，从而根据不同的单位长度采用不同的谐波消除模式，从而有针对性地对接收信号中的谐波干扰进行消除。
可选地，作为另一个实施例，在所述确定谐波搬移量之前，所述方法还包括：
根据所述接收信号的频率偏移的大小，确定谐波消除模式，所述谐波消除模式包括分档模式、解调模式或异频模式。
根据所述谐波消除模式，确定所述单位长度内的采样点的个数，所述单 位长度内的采样点的个数和所述频率偏移的大小成反比。
虽然谐波干扰的频点是固定的，但是实际产品上，晶振都是存在偏差的，导致接收机存在频率偏移(后面简称为频偏)。接收机中的afc模块380通过接收信号估计频偏值，并在rf模块310或基带中进行频偏补偿。在afc模块380经过afc校准后，系统残留频偏一般在几百赫兹(hertz，简称“hz”)以内，对本发明算法性能影响较小。但是实际应用中的小区初始搜索、扫频等阶段，afc是没有收敛的，此时的频偏可能达到15khz左右。对于小区初搜等afc没有收敛的场景，仿真验证，本发明算法可以保证频偏在一定频率范围以内时的小区搜索性能，例如5khz范围内。因此采用频偏分档算法，分别按照谐波搬移量为f、f-δf'和f+δf'三个频点估计谐波，其中δf'为分档步长，然后从三个频点中选择干扰估计值功率最强的的进行消除。这里举例的5khz的处理能量可以根据实际应用系统的具体情况进行设置。另外，分档步长δf'也可以根据实际应用系统的具体情况进行设置，例如这里以δf'＝10khz为例进行说明，即分别按照谐波搬移量为f、f-10khz和f+10khz三个频点来估计谐波。
因此，在本发明实施例中，根据残留频偏的大小，将谐波消除分为分档模式(对应小区初始搜索、扫频和背景搜索等应用场景)、解调模式(解调、同频测量等场景)和异频模式(异频小区搜索等场景)等谐波消除模式。如表1所示，不同的谐波消除模式下对应的单位长度l各不相同。表1是不同谐波消除模式下的参数配置表。其中，表一是以长期演进(longtermevolution，简称“lte”)的接收机为例，其参数设置对应30.72msps的采样速率。
表1不同谐波消除模式下的参数配置表
应理解，产品实现时根据需要可以进行更详细的划分，依据原则就是需要处理的残留频偏的大小，本发明对谐波消除模式划分不做限定。
可选地，作为另一个实施例，在执行410之前，该消除谐波干扰的方法还包括：
确定谐波干扰频点位于接收信号的接收带宽内。
具体地，当谐波处理模块330确定接收信号的工作频点和接收带宽，并确定谐波干扰信号的干扰频点落在接收带宽内。之后再根据不同的频偏大小来选择合适的谐波消除模式对谐波干扰进行消除。
综上描述，我们把本发明实施例的谐波消除的方法的具体流程总结为图5。图5是本发明实施例的消除谐波干扰的方法的示意性流程图。图5所示的方法可以由谐波处理模块330执行。该方法具体包括：
510，确定当前接收带宽内是否存在谐波干扰信号。
520，确定接收信号的工作频点和接收带宽。
530，判断谐波干扰频点是否落在接收带宽内。
具体地，假设接收信号的中心频点为fi，谐波干扰频点为fi，接收信号的工作带宽为bw。谐波干扰模块330判断|fi-fc|是否小于或等于bw/2，当满足|fi-fc|≤bw/2时，认为谐波干扰频点位于接收信号的接收带宽内。
540，根据当前业务场景确定谐波消除模式。
具体地，如果谐波干扰频点位于接收信号的接收带宽内，需要对该谐波干扰进行消除，谐波处理模块330结合表1，根据当前业务场景选择需要使用的谐波消除模式。该谐波消除模式的选择是实际是由不同场景下的频偏大小决定的。
550，选择分档模式对谐波干扰进行消除。
具体地，处于小区初始搜索、扫频和背景搜索等场景下时，由于该场景下afc时没有收敛的，此时的频偏很大，因此谐波处理模块330选择分档模式进行后续的谐波干扰消除工作。
551，分档模式下确定分档频点和单位长度。
其中，该分档模式下对应的单位长度较短，且需要并判断谐波档位，即执行552。这里不同的谐波档位可以分别对应f、f-δf'和f+δf'这三个不同谐波搬移量。f、f-δf'和f+δf'中的每一个谐波搬移量都对应一个档位。
552，分档模式下判断谐波档位。
具体地，谐波处理模块330从f、f-δf'和f+δf'这三个谐波搬移量中选择干扰估计值功率最强的进行消除。具体判断谐波档位的方式在后面对430部分的阐述中具体描述。
553，分档模式下谐波估计及消除。
560，选择解调模式对谐波干扰进行消除。
具体地，在进行同频测量和解调等工作时产生的频偏较小，因此谐波处理模块330选择解调模式进行后续的谐波干扰消除工作。
561，解调模式下确定分档频点和单位长度。
其中，该分档模式下对应的单位长度较长。
562，解调模式下谐波估计及消除。
570，选择异频模式对谐波干扰进行消除。
具体地，在进行异频小区搜索时，谐波处理模块330选择异频模式确定谐波干扰信号并对其进行消除。
571，解调模式下确定分档频点和单位长度。
其中，该分档模式下对应的单位长度较长。
572，解调模式下谐波估计及消除。
谐波处理模块330在选择了谐波消除模式后，根据其对应的单位长度，以及计算出的谐波搬移量，在420中进行谐波干扰信号幅度和相位的估计。具体地，谐波处理模块330根据接收信号和谐波搬移量，确定接收信号中包括的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位。
在谐波干扰信号的消除过程中，如果图3中的afc模块380估计出的频偏值直接在rf模块310调整锁相环(phaselockedloop，简称“pll”)，则到谐波处理模块330可以认为没有频偏，直接按照标称的频点计算谐波搬移量即可。
举例来说，假设晶振基频为f，接收信号的中心频点为fc，谐波干扰频点为fi，那么f＝fi-fc可以定义为谐波消除的搬移量。其中，该中心频点fc和谐波干扰频点fi可以分别表示为：
fc＝f×(n+1/m)(1)
fi＝f×n(2)
其中，n表示晶振的整数倍频，1/m表示小数倍频，频率单位为hz。
假设接收带宽为bw，则当干扰频点与中心频点间隔|fi-fc|≤bw/2时， 认为干扰落在了接收带宽内。此时，带谐波干扰的基带接收信号可以表示为：
y(t)＝x(t)+aej(2πf+θ)+n(t)(3)
其中，f＝fi-fc为谐波消除的搬移量，a为谐波幅度，θ为谐波相位。另外，n(t)表示接收信号的噪声部分，x(t)表示无干扰和噪声的信号部分，aej(2πf+θ)表示接收信号的谐波干扰信号。
如果该频偏估计值在基带进行补偿，则在谐波处理模块330信号是存在频偏的，此时谐波搬移量需要折算掉频偏值。假设频偏为δf，则接收信号的中心频点fc和谐波干扰频点fi分别为：
fc＝(f+δf)×(n+1/m)(4)
fi＝(f+δf)×n(5)
根据公式(1)和(2)可计算标称的谐波搬移量为f＝fi-fc＝f×(1/m)，但是存在频偏δf时，该间隔实际为f'＝(f+δf)×(1/m)，而afc估计的频偏值为fafc＝δf(n+1/m)，频偏比例因子为fratio＝δf/f。因此，可以利用已知信息计算出实际需要使用的谐波搬移量为：
上述的确定谐波搬移量，即公式(6)中的f'的方法，适用于解调模式和异频模式。根据前面的描述，对于分档模式，采用频偏分档算法，分别按照谐波搬移量为f、f-δf'和f+δf'三个频点估计谐波，这里以δf'＝10khz为例进行说明，然后从三个频点中选择干扰估计值功率最强的频点，作为在后续接收的数据中进行谐波消除过程所利用的谐波搬移量。
上面描述了如何确定在解调模式和异频模式下确定谐波搬移量。下面结合图6描述分档模式下谐波搬移量的确定。由于分档模式用于小区初始搜索和扫频等afc没有收敛的场景，此时无法知道接收机的准确的频偏值，这里例如用1ms的数据，来估计频偏的档位。图6是本发明实施例的分档模式的档位估计的示意性框图。
举例来说，如图6所示，假设采样速率为30.72msps，单位为转换速率(millionsamplespersecond，简称“msps”)。1ms包含30720个样点，设置单位长度l＝128，则图6中接收数据总共可以进行(30720-4096)/128＝208段计算。对于每一段数据，谐波处理模块330分别利用[f-10khz，f,f+10khz]这三个搬移量计算谐波干扰估计值，即谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位，并可以获取这三个搬移量分别对应的谐波干扰信号。根据得到的三个谐 波干扰信号，谐波处理模块330利用公式p＝i2+q2计算三个谐波干扰信号分别对应的功率，其中i表示复数谐波信号的虚部，q表示复数谐波信号的实部。之后进行阿尔法(alpha)滤波，比较出其中的最大值，并将该最大值对应的谐波搬移量确定为目标谐波搬移量。同时将被确定为目标谐波搬移量的谐波搬移量对应的计数器加1，f-10khz、f和f+10khz三个频点对应的计数器可以分别用cnt0、cnt1和cnt2表示。
对于接收数据的当前功率(power，简称为“p”)，其历史值设为plod，这里令alpha滤波系数为alpha＝0.2，那么滤波后的值为：
pcurrent＝(1-alpha)*plod+alpha*p；//第一次计算直接令pcurrent＝p；
plod＝pcurrent；
其中，用于估计档位的数据长度、单位长度l及alpha滤波系数等参数配置均为示例，产品实现时可根据实际情况进行配置，本发明对此不做限定。
定义[f-10khz，f，f-10khz]这三档对应的滤波后的功率值分别为[pcurrent0，pcurrent1，pcurrent2]，则每段选出三者中的最大值，并将其对应的计数器加1。经过208段的统计之后，选出cnt0、cnt1和cnt2中的最大值，并将其对应的谐波搬移量作为估计出的档位，用于后续样点的谐波消除。
当确定出谐波搬移量所在档位后，再按照固定谐波搬移量的方式进行后续接收的谐波估计和消除。
可选地，作为另一个实施例，该进行谐波干扰信号的消除之前，该方法还包括：
根据所述接收信号中的直流信号在单位长度内的每一个采样点的信号值，计算所述直流信号的平均值；
从所述接收信号中减去所述直流信号的平均值，以使得所述接收信号中的所述直流信号被消除。
以分档模式为例来说明，在确定谐波搬移量之前，谐波处理模块330首先确定直流(directcurrent，简称“dc”)数据的长度ndc，并根据直流信号的单位长度内的每一个采样点的信号值，计算直流信号的平均值，最后从接收信号中减去该直流信号的平均值，以使得接收信号中的直流分量被消除。例如图6所示，谐波处理模块330利用前面ndc＝4096个点计算dc分量，后续的样点先减去该dc值再进行运算。
其中，用于计算直流信号的数据长度ndc为示例，产品实现时可根据实际情况进行配置，本发明对此不做限定。
因此，通过采用输入参数dc的估计方法，即在模块启动时利用前面ndc点数据统计dc信号的平均值，支持先消dc再进行谐波估计和消除，从而避免了谐波频点与中心频点很近时，dc分量对谐波估计精度产生的影响。
在410中确定了谐波搬移量后，可以根据420所述的方法，利用该谐波搬移量对谐波信号的谐波幅度和谐波相位进行估算。
图7是本发明实施例的确定谐波干扰信号的幅度和相位的示意性流程图。可选地，作为另一个实施例，如图7所示，420中的所述根据所述接收信号和所述谐波搬移量，确定所述接收信号中包括的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位，包括：
421，根据所述谐波搬移量，将所述谐波干扰频点搬移到所述接收信号的中心频点的位置。
422，根据所述接收信号在单位长度内的每一个采样点的信号值，计算所述接收信号的平均值；
423，根据所述接收信号的平均值，确定所述接收信号中包括的所述谐波干扰信号的所述谐波幅度和所述谐波相位。
下面结合图8具体描述谐波处理模块330如何估计该谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位。
谐波处理模块330首先将谐波干扰频点搬移到接收信号的中心频点的位置，具体如图8所示。图8是本发明实施例的消除谐波干扰的方法的示意性框图。其中，谐波处理模块330在图8中的虚线框部分内完成谐波干扰幅度和相位的确定。
如图8所示，单音信号生成模块根据搬移量f和基带接收信号的采样速率fs，生成复数单音信号：
y'(t)＝y(t)×e-j2πft＝[x(t)+n(t)]×e-j2πft+aejθ(7)
公式(7)中，[x(t)+n(t)]×e-j2πft为单音调制的信号，如果[x(t)+n(t)]相对于单音幅度很小(灵敏度场景满足该假设)，则累加单音整数周期次后，该项的结果趋向于0，即得到公式(8)所示的结果：
谐波处理模块330可根据公式(8)，估计谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位。
应理解，上述假设中，如果接收信号相对于谐波功率较大，则无法准确估计参数，即接收信号高于接收信号强度指示器(receivedsignalstrengthindicator，简称“rssi”)指示的信号强度时，该时域谐波消除算法可能无效，导致性能恶化。因此本发明实施例所述的方法用于谐波功率大于接收信号功率的情况下。
当存在频偏时，可以认为谐波干扰频点相对于中心频点的距离为f+δf，则：
y'(t)＝y(t)×e-j2πft＝[x(t)+n(t)]×e-j2πft+aej2πδftejθ(9)
由于δf相对较小，因此ej2πδft的周期很长，可以认为在一段样点内，该单音信号ej2πδft的幅度和相位是常数，因此可以对该段数据进行累加并求平均，从而估计谐波干扰信号的幅度和相位，并用于消除下一段数据的谐波干扰。
在430中，谐波处理模块330根据该谐波幅度和谐波相位，确定谐波干扰信号。
具体地，谐波干扰模块330可以在确定出谐波的幅度和相位后，重构aej2πδftejθ并从接收信号中减去该项，以实现对下一段接收信号中的谐波干扰信号的消除。
在440中，谐波处理模块330从所述接收信号中减去谐波干扰信号，以使得接收信号中的所述谐波干扰信号被消除。图8中示出的谐波更新估计点是指谐波处理模块330针对谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位每l点更新一次，即可以在每一段进行谐波干扰信号的估计，从而保持对谐波干扰信号的实时更新，以提高谐波干扰消除的准确性。
因此，本发明实施例所述的消除谐波干扰的方法，有效地解决的谐波信号对接收信号带来的干扰，并且提高了接收机的灵敏度性能，使接收机的性能不受谐波信号强度的影响，具有较高的鲁棒性。
另外，由于采用了流水处理的方式，简化了产品实现，而且不需要额外的收敛时间，因此具有更高的实用性。
应理解，上述各过程的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本发明实施例的实施过程构成任何限定。
上文中结合图1至图8，详细描述了根据本发明实施例的消除谐波干扰的方法，下面将结合图9和图10，详细描述根据本发明实施例的消除谐波干扰的装置。
图9是本发明实施例的消除谐波干扰的装置的示意性结构图。图9所示的消除谐波干扰的装置900能够用于执行前述图4至图8的方法实施例中的各个过程。该消除谐波干扰的装置900可以为上述的谐波干扰模块330，可以执行谐波干扰模块330执行的各个过程。如图9所示，该消除谐波干扰的装置包括确定模块901和处理模块902。其中，第一确定模块901用于：
第一确定谐波搬移量，所述谐波搬移量为所述谐波干扰频点和所述接收信号的中心频点之间的差值；
根据所述接收信号和所述谐波搬移量，确定所述接收信号中包括的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位；
根据所述谐波幅度和所述谐波相位，确定所述谐波干扰信号；
处理模块902，用于从所述接收信号中减去第一确定模块901确定的所述谐波干扰信号，以使得所述接收信号中的所述谐波干扰信号被消除。
因此，本发明实施例所述的消除谐波干扰的装置，能够有效地解决谐波信号对接收信号带来的干扰问题，并且提高了接收机的灵敏度性能，使接收机的性能不受谐波信号强度的影响，具有较高的鲁棒性。
作为另一个实施例，第一确定模块901具体用于：
根据所述谐波搬移量，将所述谐波干扰频点搬移到所述接收信号的中心频点的位置；
根据所述接收信号在单位长度内的每一个采样点的信号值，计算所述接收信号的平均值；
根据所述接收信号的平均值，确定所述接收信号中包括的所述谐波干扰信号的所述谐波幅度和所述谐波相位。
作为另一个实施例，所述装置还包括第二确定模块903，在第一确定模 块901确定所述谐波搬移量之前，第二确定模块903用于：
根据所述接收信号的频率偏移的大小，确定谐波消除模式，所述谐波消除模式包括分档模式、解调模式或异频模式。
根据所述谐波消除模式，确定所述单位长度内的采样点的个数，所述单位长度内的采样点的个数和所述频率偏移的大小成反比。
作为另一个实施例，当第二确定模块903确定所述谐波消除模式为解调模式或异频模式，或者所述谐波干扰频点不存在所述频率偏移时，第一确定模块901具体用于：
根据所述频率偏移的大小，确定所述谐波干扰频点和所述接收信号的中心频点；
根据所述谐波干扰频点和所述接收信号的中心频点，确定谐波搬移量。
作为另一个实施例，当第二确定模块903确定所述谐波消除模式为分档模式时，第一确定模块901具体用于：
根据所述谐波干扰频点的频率偏移的大小，确定所述谐波干扰频点和所述中心频点；
根据所述谐波干扰频点和所述中心频点，确定第一谐波搬移量、第二谐波搬移量和第三谐波搬移量，所述第二谐波搬移量小于所述第一谐波搬移量，所述第三谐波搬移量大于所述第一谐波搬移量，且所述第一谐波搬移量和所述第二谐波搬移量的差值等于所述第三谐波搬移量和所述第一谐波搬移量的差值；
从所述第一谐波搬移量、所述第二谐波搬移量和所述第三谐波搬移量中，选择所述谐波搬移量。
作为另一个实施例，第一确定模块901具体用于：
根据所述接收信号，以及所述第一谐波搬移量、所述第二谐波搬移量和所述第三谐波搬移量，确定与所述第一谐波搬移量、所述第二谐波搬移量和所述第三谐波搬移量一一对应的第一谐波干扰信号、第二谐波干扰信号和第三谐波干扰信号；
根据所述第一谐波干扰信号、所述第二谐波干扰信号和所述第三谐波干扰信号，确定与所述第一谐波干扰信号、所述第二谐波干扰信号和所述第三谐波干扰信号一一对应的第一信号功率、第二信号功率和第三信号功率；
确定所述第一信号功率、所述第二信号功率和所述第三信号功率中的最 大信号功率对应的谐波搬移量为目标谐波搬移量；
在所述接收信号包括的多个单位长度中，分别统计所述第一谐波搬移量、所述第二谐波搬移量和所述第三谐波搬移量被确定为目标谐波搬移量的次数；
确定所述次数最大值对应的谐波搬移量为所述谐波搬移量。
可选地，第一确定模块901还用于：
根据所述接收信号中的直流信号在单位长度内的每一个采样点的信号值，计算所述直流信号的平均值；
处理模块还用于，从所述接收信号中减去所述直流信号的平均值，以使得所述接收信号中的所述直流信号被消除。
如图10所示，本发明实施例还提供了一种消除谐波干扰的装置，该消除谐波干扰的装置包括处理器1001、存储器1002、总线系统1003、接收器1004和发送器1005。其中，处理器1001、存储器1002和接收器1004通过总线系统1003相连，存储器1002用于存储指令，处理器1001用于执行存储器1002存储的指令，并控制接收器1004接收信息。其中处理器1001、存储器1002、总线系统1003、接收器1004和发送器1005可以通过一个或多个芯片实现。例如，处理器1001、存储器1002、总线系统1003、接收器1004和发送器1005可以完全集成在一个芯片中，或者处理器1001、总线系统1003、接收器1004和发送器1005可以集成在一个芯片中而存储器1002集成在另一个芯片中，具体形式此处不做限定。其中，处理器1001用于：
确定谐波搬移量，所述谐波搬移量为所述谐波干扰频点和所述接收信号的中心频点之间的差值；
根据所述接收信号和所述谐波搬移量，确定所述接收信号中包括的谐波干扰信号的谐波幅度和谐波相位；
根据所述谐波幅度和所述谐波相位，确定所述谐波干扰信号；
从所述接收信号中减去所述谐波干扰信号，以使得所述接收信号中的所述谐波干扰信号被消除。
应注意，本发明实施例中的存储器可以是易失性存储器或非易失性存储器，或可包括易失性和非易失性存储器两者。其中，非易失性存储器可以是只读存储器(read-onlymemory，简称“rom”)、可编程只读存储器(programmablerom，简称“prom”)、可擦除可编程只读存储器(erasable prom，简称“eprom”)、电可擦除可编程只读存储器(electricallyeprom，简称“eeprom”)或闪存。易失性存储器可以是随机存取存储器(randomaccessmemory，简称“ram”)，其用作外部高速缓存。通过示例性但不是限制性说明，许多形式的ram可用，例如静态随机存取存储器(staticram，简称“sram”)、动态随机存取存储器(dynamicram，简称“dram”)、同步动态随机存取存储器(synchronousdram，简称“sdram”)、双倍数据速率同步动态随机存取存储器(doubledataratesdram，简称“ddrsdram”)、增强型同步动态随机存取存储器(enhancedsdram，简称“esdram”)、同步连接动态随机存取存储器(synchlinkdram，简称“sldram”)和直接内存总线随机存取存储器(directrambusram，简称“drram”)。本文描述的系统和方法的存储器旨在包括但不限于这些和任意其它适合类型的存储器。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：u盘、移动硬盘、只读存储器(read-onlymemory，rom)、随机存取存储器(randomaccessmemory，ram)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。
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