帧同步及载波频偏联合检测方法和装置与流程

本发明涉及电子通信领域，特别涉及一种帧同步及载波频偏联合检测方法和装置。
背景技术：
：在基于正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，简称“OFDM”)的802.11b/g/n通信协议中，无论是传统模式，高吞吐量混合(HT-mixed)模式，还是高吞吐量绿野(HT-greenfield)模式，都需要从前导序列中准确提取帧同步及载波频偏信息。为了支持多天线传输，与802.11b/g协议不同，802.11n协议在不同天线发送的前导序列中加入了不同的循环移位(CSD)以避免非故意的波束成形效应。但是，加入CSD会在接收端产生假多径效应，使互相关检测产生多个峰值，严重地影响了已有的基于互相关检测的帧同步算法的准确性。基于自相关检测的帧同步算法虽然不受CSD的影响，但单独使用准确性不高。其它的帧同步算法，如频域帧同步，虽然也能消除CSD的影响，但有很多限制条件，如必须在载波频偏已被消除的情况下才使用，且计算复杂度高。技术实现要素：本发明的目的在于提供一种帧同步及载波频偏联合检测方法和装置，使得帧同步及载波频偏的检测不受循环移位的影响，且帧同步及载波频偏两者联合检测，可以降低系统复杂度，提高精度。为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种帧同步及载波频偏联合检测方法，包含以下步骤：对接收到的数据包进行检测，获得短序列的重复模式；其中，所述数据包至少包含短训练序列中最后N个重复的短序列和长训练序列中2个重复的长序列；其中，所述N为大于2的自然数；对短训练序列重复段进行不同间隔的自相关检测，获得载波频偏估计；对长训练序列重复段进行自相关检测，用检测结果优化载波频偏估计；根据估计得到的载波频偏，长训练序列的自相关值和短训练序列不同间隔的自相关值，获得帧同步点估计偏差函数；找到所述帧同步点估计偏差函数的最大值点对应的采样点，并分别将查找得到的采样点及其对应的载波频偏估计作为最佳帧同步点和最佳载波频偏。本发明的实施方式还提供了一种帧同步及载波频偏联合检测装置，包含：数据接收模块，短序列处理模块，长序列处理模块和结果输出模块；所述数据接收模块用于接收数据包；其中，所述数据包至少包含短训练序列中最后N个重复的短序列和长训练序列中的2个重复的长序列；其中，所述N为大于2的自然数；所述短序列处理模块用于对接收到的数据包进行检测，获得短序列的重复模式；并对短训练序列重复段进行不同间隔的自相关检测，获得载波频偏估计；所述长序列处理模块用于对长训练序列重复段进行自相关检测，用检测结果优化载波频偏估计；并根据估计得到的载波频偏，长训练序列和长训练序列的相关值，获得帧同步点估计偏差函数；所述结果输出模块用于找到所述帧同步点估计偏差函数的最大值点对应的采样点，并分别将查找得到的采样点及其对应的载波频偏估计作为最佳帧同步点和最佳载波频偏。本发明实施方式相对于现有技术而言，通过采用短训练序列的最后几个短序列和大部分的长训练序列进行帧同步和载波频偏估计，并且将帧同步估计和载波频偏估计联合起来形成了一个正反馈，即帧同步点估计偏差函数的值既是帧同步点估计偏差的函数，又是载波频偏估计偏差的函数，使得在帧同步和载波频偏估计中同时使用了短训练序列和长训练序列，可以提高估计运算的精度。而且，由于本实施方式没有使用基于互相关检测的帧同步算法，因此，在前导序列中加入CSD不会对本实施方式产生任何影响，从而本实施方式可以适用于802.11b/g/n等通信协议。进一步地，由于本实施方式可联合实现数据包检测，帧同步估计，及载波频偏估计，因此整体系统复杂度较低。另外，在所述对短训练序列进行不同间隔的自相关检测，获得估计载波频偏的步骤中，包含以下子步骤：计算每一个间隔对应的短序列重复段的自相关值；分别根据所述计算得到的短序列自相关值的相位，获得短序列频偏估计值；对所述短序列频偏估计值进行相位展开，去除相位混淆度；对所述去除相位混淆度的短序列频偏估计值，引入第一修正因子，计算计入不同间隔的自相关值得到的载波频偏估计；其中，所述第一修正因子用于加权合并从不同间隔的自相关值得到的频偏估计，其取值根据N和短序列的间隔确定。另外，在所述根据估计得到的载波频偏，长训练序列的自相关值和短训练序列不同间隔的自相关值，获得帧同步点估计偏差函数的步骤中，包含以下子步骤：计算长序列重复段的自相关值；采用所述短序列的载波频偏估计，对所述长序列的自相关值的角度进行相位展开，去除相位混淆度；对所述去除相位混淆度的长序列的相关值的角度，引入第二修正因子，计算计入长序列的自相关值得到的频偏估计；其中，所述第二修正因子用于加权合并从短序列得到的频偏估计和从长序列得到的频偏估计，其取值根据N确定；根据所述加权合并后载波频偏估计将所述长序列的自相关值和所述短序列不同间隔的自相关值调整到实部，得到以短训练序列起始采样点为自变量的帧同步点估计偏差函数；其中，所述帧同步点估计偏差函数为所述经过载波频偏调整后的短序列不同间隔的自相关值与所述长序列的自相关值的实部乘以一加权系数的累加和；所述加权系数为计算长序列自相关值时的累加次数与计算短序列自相关值时的累加次数的比值。另外，在所述得到以短训练序列起始采样点为自变量的帧同步点估计偏差函数的步骤之后，还包含以下步骤：对所述帧同步点估计偏差函数进行平均运算；在所述找到所述帧同步点估计偏差函数的最大值点对应的采样点的步骤中，查找所述进行平均运算后的帧同步点估计偏差函数的最大值点对应的采样点；其中，进行平均运算所选取的帧同步点估计偏差函数的个数小于一预设值。通过上述方法，在根据帧同步点估计偏差函数或者载波频偏估计偏差函数进行帧同步和载波频偏估计时，对偏差函数进行平均之后，再进行帧同步和载波频偏估计，可以提高估计算法的性能。附图说明图1是802.11b/g/n通信协议的前导序列示意图；图2是根据本发明第一实施方式的帧同步及载波频偏联合检测方法的流程图；图3是根据本发明第三实施方式的帧同步及载波频偏联合检测装置的结构框图。具体实施方式为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施方式中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请各权利要求所要求保护的技术方案。本发明的第一实施方式涉及一种帧同步及载波频偏联合检测方法。该方法应用OFDM信号的前导序列的短训练序列的重复性和长训练序列的重复性，实现了帧同步及载波频偏的联合检测。在具体描述本实施方式之前，先介绍一下OFDM信号的特点。如图1所示，802.11b/g/n通信协议的前导序列包括一个短训练序列和一个长训练序列。当OFDM系统的采样速率为每秒20兆采样点时，短训练序列由一个0.8us(16个采样点)的短序列重复十次组成，长训练序列由一个3.2us(64个采样点)的序列重复2.5次组成。短训练序列的前半部分用于信号检测，自动增益控制，及分集选择；后半部分用于帧同步及载波频偏估计。在本实施方式中，采用最后N个短序列(16N个采样点)和大部分长训练序列(128个采样点)进行帧同步及载波频偏估计。为了更好地说明本实施方式，采用如下一些标识来进行辅助说明。假设通信设备的发射机有T根天线，接收机有R根天线，在第r个接收天线，最后N个短序列中第n+k个采样点可采用如下公式表示：zr,n+k=x~r,mod(k,16)ejkθ+Nn+k---(1)]]>x~r,mod(k,16)=Σt=1TΣq=0Q-1htr(q)xmod(k-q,16)e-jqθ---(2)]]>式中，k为最后N个短序列(16N个采样点)中每一个采样点的时间索引，k在0,1,2,…,16N-1之中取值。htr(q)是从第t个发送天线到第r个接收天线的等效信道，其包括信道冲击响应和在第t个发送天线加入的循环移位(CSD)；其中，q是等效信道的时间索引，q＝0，1,2,…Q-1，Q是等效信道的总时间长度。mod代表求余运算；θ是因载波频偏造成的每个采样点之间的相位差；Nn+k是采样点上叠加的高斯白噪声。同理，128个采样点的长训练序列中的第n+16N+K+k个采样点可采用如下公式表示：zr,n+16N+K+k=y~r,mod(k,64)ej(16N+K+k)θ+Nn+16N+K+k---(3)]]>y~r,mod(k,64)=Σt=1TΣq=0Q-1htr(q)ymod(k-q,64)e-jqθ---(4)]]>式中，k为长训练序列中128个采样点的每一个采样点的时间索引，k在0,1,2,…,127之中取值；K是本实施方式为了表示方便而设计的一个参数，K的取值应满足：Q-1≤K≤GI(5)式中，GI是OFDM数据块之间的保护间隔；GI的长度为8或16个采样点。K的建议值是GI。从公式(1)至(4)可以看出，短训练序列的采样点每16个采样点重复一次，长训练序列的采样点每64个采样点重复一次。本实施方式正是应用这一信号特性进行帧同步及载波频偏的检测，即计算n和θ的取值。请参阅图2所示帧同步及载波频偏联合检测方法的流程图，本实施方式具体包含如下步骤：步骤201，对接收到的数据包进行检测，获得短序列的重复模式。具体地说，对每根接收天线先计算采样点间隔为16的自相关，如下式表示：Yr,1(n)=Σk=016N-17zr,n+k*zr,n+k+16---(6)]]>式中，r为接收天线的索引，在1至R之间取值。再将R根接收天线计算的自相关值进行累加：Y1(n)=Σr=1RYr,1(n)---(7)]]>接着计算第r根天线的接收功率Pr,S(n)，并将R根天线的功率累加得到总接收功率PS(n)：Pr,S(n)=Σk=016N-1|zr,n+k|2---(8)]]>PS(n)=Σr=1RPr,S(n)---(9)]]>根据每一根天线在每一个n的自相关值，每一根天线的接收功率，以及R根天线的总接收功率计算得到一归一化值ρ(n)：ρ(n)=(NN-1)2Σr=1R|Yr,1(n)|2Pr,S(n)PS(n)---(10)]]>式中，ρ(n)的取值范围在0到1之间：当没有802.11信号时，ρ(n)接近于0；当存在802.11信号且没有噪声时，ρ(n)接近于1。如果连续NS次ρ(n)的值均大于设定的阈值AS，则认为检测到一个802.11数据包。步骤202，对短训练序列重复段进行不同间隔的自相关检测，获得载波频偏估计。具体地说，在检测到802.11数据包后，对每一个n进行如下运算，直到连续NE次ρ(n)的值均小于设定的阈值AE，结束检测短训练序列。首先，对每个接收天线的采样点计算间隔为16i的自相关，再将R根接收天线计算的自相关值进行累加：Yi(n)=Σr=1RΣk=016(N-i)-1zn+k*zn+k+16i---(11)]]>式中，16i为自相关的间隔，i在2至N-1之间取值。分别根据计算得到的短序列不同间隔的自相关值的相位，获得短序列频偏估计值；具体地说，首先根据Y1(n)的相位进行频偏估计：f1(n)=∠Y1(n)2π16TS---(12)]]>式中，∠表示取相位，TS是采样周期。对Yi(n),i＝2,...,N-1,的相位进行相位展开(或者称为相位解缠，unwrapping)，去除相位混淆度：ki(n)=round(∠Yi(n)-2π*16iTS*fi-1(n)2π),i=2,...,N-1.---(13)]]>式中，round表示四舍五入运算。对去除相位混淆度的短序列频偏估计值，引入第一修正因子，计算计入不同间隔的自相关值得到的频偏估计：fi(n)=aifi-1(n)+(1-ai)(∠Yi(n)-2πki2π*16TSi),i=2,...,N-1.---(14)]]>式中，第一修正因子ai是本实施方式设计的一个参数，用于加权合并从不同间隔的自相关值得到的频偏估计，ai的建议值为：ai=(2N-i)(i-1)(2N-i-1)i,i=2,...,N-1.---(15)]]>在实际应用本方法时，需要保存n,Yi(n),i＝1,2,N-1,PS(n),及fN-1(n)，留待后续对长训练序列进行处理时使用。步骤203，对长训练序列重复段进行自相关检测，用检测结果优化载波频偏估计，并根据估计得到的载波频偏，长训练序列的自相关值和短训练序列不同间隔的自相关值，获得帧同步点估计偏差函数具体地说，对每一个保存的n，当收到采样点zr,n+16N+K+127后，意味着长训练序列已收到。对长训练序列进行如下运算：首先，对每个接收天线的采样点计算间隔为64的自相关，再将R根接收天线计算的自相关值进行累加：YL(n)=Σr=1RΣk=063zr,n+16N+K+k*zr,n+16N+K+k+64---(16)]]>采用短序列的估计载波频偏fN-1(n)，对长序列自相关值的相位进行相位展开，去除相位混淆度；kL(n)=round(∠YL(n)-2π*16iTS*fN-1(n)2π)---(17)]]>对去除相位混淆度的长序列重复段的自相关值的相位，引入第二修正因子，计算计入长序列的自相关值得到的频偏估计：fL(n)=aLfN-1(n)+(1-aL)(∠YL(n)-2πkL2π*64TS)---(18)]]>式中，第二修正因子aL是本实施方式设计的一个参数,用于加权合并从短序列得到的频偏估计和从长序列得到的频偏估计，aL的建议值为：aL=N(N-1)N(N-1)+8---(19)]]>根据加权合并后的频偏估计，将长序列的自相关值和短序列不同间隔的自相关值调整到实部，并加权合并得到以n为自变量的帧同步点估计偏差函数：FS(n)=Σi=1N-1Re[Yi(n)e-j2πfL(n)16TSi]+ωLRe[YL(n)e-j2πfL(n)64TS]---(20)]]>式中，帧同步点估计偏差函数为频偏调整后的短序列的自相关值与长序列的自相关值的实部乘以一加权系数的累加和。其中，Re[]表示取实部；加权系数ωL是本实施方式设计的一个参数，建议值为：ωL=648N(N-1)=8N(N-1)---(21)]]>上式中，64为计算长序列自相关值时的累加次数，8N(N-1)是计算短序列自相关值时的累加次数。步骤204，找到帧同步点估计偏差函数的最大值点对应的n，将该采样点作为最佳帧同步点，并将n对应的估计载波频偏作为最佳载波频偏。具体地说，从公式(20)可以看出，FS(n)为n的函数，当FS(n)取最大值时，对应得到一个n，本实施方式将这个n作为最佳帧同步点，用公式表示为:n^=argnmaxFS(n)---(22)]]>相应地，载波频偏为至此，本实施方式实现了帧同步及载波频偏的联合检测。与现有技术相比，本实施方式的方法由于将帧同步估计和载波频偏估计联合起来形成了一个正反馈，即FS(n)的值既是帧同步点估计偏差的函数，又是载波频偏估计偏差的函数。当帧同步点远离最佳点时，载波频偏的估计也会出现较大偏差，此偏差与帧同步点的偏差一起会大幅降低FS(n)的值；反之，当帧同步点接近最佳点时，载波频偏估计的准确性也会增加，从而大幅提高FS(n)的值。因此，本实施方式能够达到远高于现有基于自相关检测的帧同步算法的估计精度。而且，在帧同步和载波频偏估计中同时使用了短训练序列和长训练序列，相比于只使用了长训练序列的现有算法，可以提高估计运算的精度。此外，由于本实施方式没有使用基于互相关检测的帧同步算法，因此，在前导序列中加入CSD不会对本实施方式产生任何影响，从而本实施方式可以适用于802.11b/g/n等通信协议。进一步地，由于本实施方式可联合实现数据包检测，帧同步估计，及载波频偏估计，因此整体系统复杂度较低。此外，值得说明的是，本实施方式应用于接收机中进行帧同步和载波频偏估计，而本领域技术人员应该了解，现有的帧同步和载波频偏估计为了实现快速检测，均是通过硬件电路实现的，所以本实施方式并不是单纯的数学计算方法，也是需要结合硬件实现的。本发明的第二实施方式涉及一种帧同步及载波频偏联合检测方法。第二实施方式在第一实施方式基础上做了进一步改进，主要改进之处在于：在本发明第二实施方式中，在根据帧同步点估计偏差函数或者载波频偏估计偏差函数进行帧同步和载波频偏估计时，对偏差函数进行平均之后，再进行帧同步和载波频偏估计，可以提高估计算法的性能。具体地说，对帧同步点估计偏差函数进行平均运算，其中，进行平均运算所选取的帧同步点估计偏差函数的个数L小于一预设值。也就是说，对FS(n)进行如下平均运算：FA(n)=Σi=n-Ln+LFS(n)---(23)]]>式中，L是本实施方式设计的一个参数，L的取值应满足：L≤K-Q2---(24)]]>那么，在本实施方式中，最佳帧同步点为:n^=argnmaxFA(n).---(25)]]>相应的，载波频偏为上面各种方法的步骤划分，只是为了描述清楚，实现时可以合并为一个步骤或者对某些步骤进行拆分，分解为多个步骤，只要包含相同的逻辑关系，都在本专利的保护范围内；对算法中或者流程中添加无关紧要的修改或者引入无关紧要的设计，但不改变其算法和流程的核心设计都在该专利的保护范围内。本发明第三实施方式涉及一种帧同步及载波频偏联合检测装置，如图3所示，包含：数据接收模块，短序列处理模块，长序列处理模块和结果输出模块。其中，数据接收模块用于接收数据包。本实施方式中的数据包至少包含短训练序列中最后N个重复的短序列和长训练序列中的2个重复的长序列；其中，N为大于2的自然数。短序列处理模块用于对接收到的数据包进行检测，获得短序列的重复模式；并对短训练序列重复段进行不同间隔的自相关检测，获得载波频偏估计。短序列处理模块进一步包含：第一自相关子模块，频偏估计子模块，第一相位展开子模块，第一频偏修正子模块。第一自相关子模块用于计算每一个间隔对应的短序列重复段的自相关值。频偏估计子模块用于分别根据计算得到的短序列自相关值的相位，获得短序列频偏估计值。第一相位展开子模块用于对短序列频偏估计值进行相位展开，去除相位混淆度。第一频偏修正子模块用于对去除相位混淆度的短序列频偏估计值，引入第一修正因子，计算计入不同间隔的自相关值得到的载波频偏估计；其中，第一修正因子用于加权合并从不同间隔的自相关值得到的频偏估计，其取值根据N和短序列重复段的间隔确定。长序列处理模块用于对长训练序列重复段进行自相关检测，用检测结果优化载波频偏估计；并根据估计得到的载波频偏，长训练序列的自相关值和短训练序列不同间隔的自相关值，获得帧同步点估计偏差函数。长序列处理模块进一步包含：第二自相关子模块，第二相位展开子模块，第二频偏修正子模块和偏差函数生成子模块。第二自相关子模块用于获取长序列重复段，计算长序列重复段的自相关值。第二相位展开子模块用于采用短序列的估计载波频偏，对长序列重复段的自相关值的相位进行相位展开，去除相位混淆度。第二频偏修正子模块用于对去除相位混淆度的长序列的自相关值的相位，引入第二修正因子，计算计入长序列的自相关值得到的频偏估计；其中，第二修正因子用于加权合并从短序列得到的频偏估计和从长序列得到的频偏估计，其取值根据N确定。偏差函数生成子模块用于根据加权合并后的载波频偏估计将长序列的自相关值和短序列不同间隔的自相关值调整到实部，得到以短训练序列起始采样点为自变量的帧同步点估计偏差函数；其中，帧同步点估计偏差函数为经过载波频偏调整后的短序列不同间隔的自相关值与长序列的自相关值的实部乘以一加权系数的累加和；加权系数为计算长序列自相关值时的累加次数与计算短序列自相关值时的累加次数的比值。结果输出模块用于找到帧同步点估计偏差函数的最大值点对应的采样点，并分别将查找得到的采样点及其对应的载波频偏估计作为最佳帧同步点和最佳载波频偏。不难发现，本实施方式为与第一实施方式相对应的系统实施例，本实施方式可与第一实施方式互相配合实施。第一实施方式中提到的相关技术细节在本实施方式中依然有效，为了减少重复，这里不再赘述。相应地，本实施方式中提到的相关技术细节也可应用在第一实施方式中。值得一提的是，本实施方式中所涉及到的各模块均为逻辑模块，在实际应用中，一个逻辑单元可以是一个物理单元，也可以是一个物理单元的一部分，还可以以多个物理单元的组合实现。此外，为了突出本发明的创新部分，本实施方式中并没有将与解决本发明所提出的技术问题关系不太密切的单元引入，但这并不表明本实施方式中不存在其它的单元。本发明第四实施方式涉及一种帧同步及载波频偏联合检测装置。第四实施方式在第三实施方式基础上做了进一步改进，主要改进之处在于：在本发明第四实施方式中，在根据帧同步点估计偏差函数或者载波频偏估计偏差函数进行帧同步和载波频偏估计时，对偏差函数进行平均之后，再进行帧同步和载波频偏估计，可以提高估计算法的性能。具体地说，帧同步及载波频偏联合检测装置还包含平均运算模块。该平均运算模块用于对子模块得到的帧同步点估计偏差函数进行平均运算；其中，进行平均运算所选取的帧同步点估计偏差函数的个数小于一预设值。结果输出模块还用于查找进行平均运算后的帧同步点估计偏差函数的最大值点对应的采样点。由于第二实施方式与本实施方式相互对应，因此本实施方式可与第二实施方式互相配合实施。第二实施方式中提到的相关技术细节在本实施方式中依然有效，在第二实施方式中所能达到的技术效果在本实施方式中也同样可以实现，为了减少重复，这里不再赘述。相应地，本实施方式中提到的相关技术细节也可应用在第二实施方式中。本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。当前第1页1 2 3