一种超大动态环境的扩频信号广义载波同步系统及方法与流程

本发明涉及一种超大动态环境的扩频信号广义载波同步系统及方法，涉及抗干扰通信技术领域，具体属于扩频通信数字解调领域，是指一种扩频通信超大动态载波捕获跟踪方法。

背景技术：

在高动态尤其是超大动态扩频通信系统中，载波会产生大的多普勒频移和频率变化率，对接收端的载波捕获和跟踪带来很大的困难，从而影响整个通信系统的解调性能。在接收端，本振输出频率是固定的，大的多普勒频移和频率变化率会使接收信号载频发生变化且不稳定，混频输出的中频信号产生漂移，从而导致载波捕获和跟踪难度加大，系统的误码率上升。因此，必须对多普勒效应引起的频移进行补偿。

目前，高动态扩频通信中载波的同步包括捕获和跟踪两个过程，载波捕获通常包含在伪码同步过程中，而精确的载波相位及多普勒频移变化跟踪则通过载波参数估计器或反馈跟踪控制环实现。由于多普勒频移不确定性的存在，直接跟踪载波相位有较大的难度，而频率跟踪却能够较快的消除大部分多普勒频移的影响。理想的跟踪环路是使用较好动态性能的锁频环(FLL)和较好跟踪精度的PLL环相结合，先用锁频环跟踪与较大的滤波器带宽闭合跟踪环路，然后再转入锁相环进行跟踪，在容许预期动态影响的前提下，尽量用窄的滤波器噪声带宽以维持环路的跟踪状态，当动态增强时，转入FLL进行跟踪，重复上述过程，即当动态性变化时，环路自动实现FLL与PLL跟踪方式的切换。然而，当载波频率偏差过大和频率变化率过快时，即使通过伪码同步进行了载波初捕获，残余信号的频差不足以落入FLL的捕获带时，导致无法通过FLL辅助的PLL环进行载波和相位跟踪。同时，FLL辅助的PLL环捕获带宽是固定的，环路跟踪速度慢，引入可变捕获带宽、跟踪速度快的载波同步算法也显得非常重要。

技术实现要素：

本发明解决的技术问题为：针对大动态环境下的扩频信号经捕获后残余频差不足以落入FLL的捕获带问题，提供一种超大动态环境的扩频信号广义载波同步方法，根据传输环境动态大小灵活选择不同的载波同步方法，具体为：当动态为一般时，通过PMF-FFT的捕获和PLL进行载波同步；当动态为中等时，通过PMF-FFT的捕获和二阶FLL辅助的三阶PLL进行载波同步；当动态为超大时，通过PMF-FFT的捕获、频率估计器和二阶FLL辅助三阶PLL进行载波同步。同时，针对二阶FLL辅助三阶PLL捕获带宽固定，跟踪速度慢，提供扩展卡尔曼滤波或粒子滤波作为载波环，使得环路捕获带宽可变，跟踪速度快。

本发明解决的技术方案为：一种超大动态环境的扩频信号广义载波同步系统，包括：基于PMF-FFT的载波捕获单元、频率估计单元、二阶FLL辅助的三阶PLL载波环；

基于PMF-FFT的载波捕获单元，包括：匹配滤波模块1、输入数据实部模块、I路子相关器1、I路子相关器2、I路子相关器3、…、I路子相关器N；输入数据虚部模块、Q路子相关器1、Q路子相关器2、Q路子相关器3、…、Q路子相关器N；相干积分1模块、相干积分2模块、相干积分3模块、…、相干积分N模块；N点FFT运算模块、最大幅值检测模块；

功能性连接：匹配滤波模块1接收基带信号(已经过采样的信号)，并对基带信号进行匹配滤波后分为I路和Q路两路信号，每次将I路信号的N*X点送至输入数据实部模块，每次将Q路信号的N*X点送到输入数据虚部模块，将输入数据实部模块的I路信号按照采样速率划分为N等份，分别依次送入I路子相关器1，I路子相关器2，I路子相关器3，…，I路子相关器N，将输入数据虚部模块的的Q路信号划分为N等份，每份长度为X，分别依次送入Q路子相关器1，Q路子相关器2，Q路子相关器3，…，Q路子相关器N，I路子相关器1，I路子相关器2，I路子相关器3，…，I路子相关器N分别预存了长度为X的伪码，I路子相关器1，I路子相关器2，I路子相关器3，…，I路子相关器预存的长度为X的伪码依次排列组成了I路伪码相位，Q路子相关器1，Q路子相关器2，Q路子相关器3，…，Q路子相关器N分别预存了长度为X的伪码；Q路子相关器1，Q路子相关器2，Q路子相关器3，…，Q路子相关器N预存的长度为X的伪码依次排列组成了Q路伪码相位；I路伪码相位和Q路伪码相位相同；

I子相关器1将I路子相关器1预存的伪码和送至I路子相关器1的I路信号进行子相关得到实部相关结果1，Q路子相关器1将Q路子相关器1预存的伪码和送至I路子相关器1的Q路信号进行子相关得到虚部相关结果1，相干积分1模块将实部相关结果1和虚部相关结果进行相干积分得到相干积分值1，依此类推，得到N个相干积分值，送往N点FFT运算模块，N点FFT运算模块对N个相干积分值进行N点FFT变换，得到频域的N个相干积分值，N点FFT运算模块输出频域的N个相干积分值送往最大幅值检测模块，最大幅值检测模块预先设定幅值门限，获取频域的N个相干积分值的最大幅值，若某个频域的N个相干积分值最大幅值超过预先设定幅值门限，则载波捕获成功，基带信号的捕获相位为子I路子相关器1、I路子相关器2、…、I路子相关器N中所存储的I路伪码相位，基带信号的捕获频偏为k/(NTc)，其中k为超过预先设定幅值门限的某个频域的N个相干积分值最大幅值对应的相干积分值序号；Tc为伪码的采样间隔；最大幅值检测模块将捕获频偏送至压控振荡器3；将载波捕获成功的基带信号作为捕获完成后的接收信号；

频率估计单元，包括：压控振荡器3、乘法器1、乘法器2、扫频序列模块、压控振荡器1、非相干积分模块、取模值模块、缓存器和MAX模块；

功能性连接：压控振荡器3根据捕获频偏产生补偿信号1送到乘法器1

乘法器1将捕获完成后的接收信号中的每个点依次和压控振荡器3输出补偿信号1进行相乘，以对捕获完成后的接收信号进行频率补偿，补偿后的捕获信号送往乘法器2，扫频序列模块预存扫频序列，根据扫频序列压控振荡器1产生多个频率的扫频信号送往乘法器2，乘法器2将乘法器1送来的补偿后的捕获信号和压控振荡器1送来的扫频信号相乘后的结果送往非相干积分模块，由非相干模块进行相干积分送至取模值模块对相干积分后的结果取模值送至缓存器存储；MAX模块从缓存器中提取缓存器中存储的最大模值，最大模值对应的扫频的频点为估计的频率值；MAX模块将估计的频率值送至压控振荡器4；

FLL辅助的PLL载波环，包括：压控振荡器4、乘法器3、鉴相器、鉴频器、二阶FLL辅助三阶PLL数字环路滤波器、压控振荡器2、乘法器4、解调器；

功能性连接：压控振荡器4根据估计的频率值产生补偿信号2送至乘法器3，乘法器3将压控振荡器4送来的补偿信号2和捕获完成后的接收信号相乘后的补偿捕获接收信号分为三路，其中两路分别送往鉴相器和鉴频器，第三路送至乘法器4，鉴相器根据补偿信号得到相位误差(arctan(Q(k)/I(k)))，鉴频器根据补偿信号得到频率误差(arctan(P_cross(k),P_dot(k))/[t(k)-t(k-1)]，其中P_cross(k)＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1)，P_dot(k)＝I(k-1)I(k)+Q(k-1)Q(k))，鉴相器和鉴频器分别将相位误差和频率误差送往二阶FLL辅助三阶PLL数字环路滤波器模块，二阶FLL辅助三阶PLL数字环路滤波器模块将相位误差和频率误差分别进行环路滤波，得到滤波后的相位误差和频率误差，将滤波后的频率误差送至压控振荡器2；压控振荡器根据频率误差产生补偿信号3送到乘法器4，乘法器4将乘法器3输出的补偿捕获接收信号和压控振荡器2输出的补偿信号3相乘的结果送至解调器进行解调后输出；

所述的二阶FLL辅助三阶PLL数字环路滤波器，包括：增益为Gf1的放大器1、增益为Gf1的放大器2、增益为Gp1放大器3、增益为Gp2放大器4、增益为Gp3放大器5、增益为T的放大器6、7、8，加法器1、2、3、4、5和6，Z^-1延时器1和2；

鉴频器输出的频率误差分别送入增益为Gf1的放大器1、增益为Gf2的放大器2，频率误差经放大器1放大Gf1倍后，送往增益为T的放大器6，经放大器6放大后送往加法器1，频率误差经放大器2放大Gf2倍后，送往加法器3；鉴相器输出的相位误差分别送入增益为Gp1的放大器3、增益为Gp2的放大器4、增益为Gp3的放大器5，相位误差经放大器5放大Gp3后，送往增益为T的放大器7，经放大器7放大T倍后，送往加法器1；相位误差经放大器4放大Gp2后，送往加法器3；相位误差经放大器3放大Gp1后，送往加法器6；加法器1将放大器6的输出、放大器7的输出和tp1经Z^-1延时器1的输出进行求和，输出为tp1，tp1经Z^-1延时器1的输出送往加法器2，加法器2将tp1和tp1经Z^-1延时器1的输出进行求和，输出送往增益为1/2的放大器9，经放大器9放大1/2倍后，送往加法器3；加法器3将频率误差经Gf2放大器的输出、相位误差经Gp2放大器的输出和1/2放大器9的输出进行求和，输出送往增益为T的放大器8，经放大器8放大后，送往加法器4，加法器4将tp2经Z^-1延时器2的输出和放大器8的输出进行求和，输出为tp2，tp2经Z^-1延时器2的输出送往加法器5，加法器5将tp2和tp2经Z^-1延时器2的输出进行求和，输出送往增益为1/2的放大器10，放大器的输出和增益为Gp1的放大器3的输出共同送往加法器6，其输出为y(i)。

一种超大动态环境的扩频信号广义载波同步方法，步骤如下：

(1)通过PMF-FFT的捕获方法进行伪码相位-载波频率的二维搜索，捕获残余频差；

(2)对步骤(1)的捕获残余频差进行判断，当步骤(1)的捕获残余频差大于二阶FLL的捕获带，则进行频率估计，得到估计的频率值；当步骤(1)的捕获残余频差小于等于三阶PLL的捕获带，则利用三阶PLL作为载波环，进行载波频率和相位的跟踪；当步骤(1)的捕获残余频差大于三阶PLL的捕获带且小于二阶FLL的捕获带，则进行步骤(3)；

(3)利用扩展卡尔曼滤波、粒子滤波或二阶FLL辅助的三阶PLL进行载波频率和相位的跟踪。

捕获残余频差的步骤如下：

(1)匹配滤波模块1接收基带信号，并对基带信号进行匹配滤波后分为I路和Q路两路信号，每次将I路信号的N*X点送至输入数据实部模块，每次将Q路信号的N*X点送到输入数据虚部模块；

(2)将输入数据实部模块的I路信号按照采样速率划分为N等份，分别依次送入I路子相关器1，I路子相关器2，I路子相关器3，…，I路子相关器N，将输入数据虚部模块的的Q路信号划分为N等份，每份长度为X，分别依次送入Q路子相关器1，Q路子相关器2，Q路子相关器3，…，Q路子相关器N，I路子相关器1，I路子相关器2，I路子相关器3，…，I路子相关器N分别预存了长度为X的伪码；

(3)I路子相关器1，I路子相关器2，I路子相关器3，…，I路子相关器预存的长度为X的伪码依次排列组成了I路伪码相位，Q路子相关器1，Q路子相关器2，Q路子相关器3，…，Q路子相关器N分别预存了长度为X的伪码；Q路子相关器1，Q路子相关器2，Q路子相关器3，…，Q路子相关器N预存的长度为X的伪码依次排列组成了Q路伪码相位；I路伪码相位和Q路伪码相位相同；

(4)I子相关器1将I路子相关器1预存的伪码和送至I路子相关器1的I路信号进行子相关得到实部相关结果1，Q路子相关器1将Q路子相关器1预存的伪码和送至I路子相关器1的Q路信号进行子相关得到虚部相关结果1，相干积分1模块将实部相关结果1和虚部相关结果进行相干积分得到相干积分值1，依此类推，得到N个相干积分值，送往N点FFT运算模块；

(5)N点FFT运算模块对N个相干积分值进行N点FFT变换，得到频域的N个相干积分值，N点FFT运算模块输出频域的N个相干积分值送往最大幅值检测模块，最大幅值检测模块预先设定幅值门限，获取频域的N个相干积分值的最大幅值，

(6)若某个频域的N个相干积分值最大幅值超过预先设定幅值门限，则载波捕获成功，将载波捕获成功的基带信号作为捕获完成后的接收信号；基带信号的捕获相位为子I路子相关器1、I路子相关器2、…、I路子相关器N中所存储的I路伪码相位，基带信号的捕获频偏为k/(NTc)，其中k为超过预先设定幅值门限的某个频域的N个相干积分值最大幅值对应的相干积分值序号；Tc为伪码的采样间隔；最大幅值检测模块将捕获频偏送至压控振荡器3；所述捕获频偏即为捕获残余频差。

所述步骤(2)中进行频率估计，得到估计的频率值步骤如下：

(1)压控振荡器3根据捕获频偏产生补偿信号1送到乘法器1；

(2)乘法器1将捕获完成后的接收信号中的每个点依次和压控振荡器3输出补偿信号1进行相乘，以对捕获完成后的接收信号进行频率补偿，补偿后的捕获信号送往乘法器2；

(3)扫频序列模块预存扫频序列，根据扫频序列控制压控振荡器1产生多个频率的扫频信号送往乘法器2；

(4)乘法器2将乘法器1送来的补偿后的捕获信号和压控振荡器1送来的扫频信号相乘后的结果送往非相干积分模块，由非相干模块进行相干积分送至取模值模块对相干积分后的结果取模值送至缓存器存储；

(5)MAX模块从缓存器中提取缓存器中存储的最大模值，最大模值对应的扫频的频点为估计的频率值；MAX模块将估计的频率值送至压控振荡器4.

所述步骤(3)中进行载波频率和相位的跟踪步骤如下：

(1)压控振荡器4根据估计的频率值产生补偿信号2送至乘法器3，

(2)乘法器3将压控振荡器4送来的补偿信号2和捕获完成后的接收信号相乘后的补偿捕获接收信号分为三路，其中两路分别送往鉴相器和鉴频器，第三路送至乘法器4，

(3)鉴相器根据补偿信号得到相位误差(arctan(Q(k)/I(k)))，鉴频器根据补偿信号得到频率误差(arctan(P_cross(k),P_dot(k))/[t(k)-t(k-1)]，

k为采样的离散时间，Q(k)表示k时刻Q路信号的虚部，I(k)表示k时刻I路信号的实部，I(k-1)表示k-1时刻I路信号的实部，Q(k-1)表示k-1时刻Q路信号的虚部；

其中P_cross(k)＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1)，P_dot(k)＝I(k-1)I(k)+Q(k-1)Q(k))，，鉴相器和鉴频器分别将相位误差和频率误差送往二阶FLL辅助三阶PLL数字环路滤波器模块；

(4)二阶FLL辅助三阶PLL数字环路滤波器模块将相位误差和频率误差分别进行环路滤波，得到滤波后的相位误差和频率误差，将滤波后的频率误差送至压控振荡器2；

(5)压控振荡器2根据频率误差产生补偿信号3送到乘法器4，乘法器4将乘法器3输出的补偿捕获接收信号和压控振荡器2输出的补偿信号3相乘的结果送至解调器进行解调后输出，实现载波频率和相位的跟踪。

根据传输环境动态大小灵活选择不同的载波同步方法，具体为：当动态为一般时，通过基于PMF-FFT的捕获和PLL进行载波同步；当动态为中等时，通过基于PMF-FFT的捕获和二阶FLL辅助的三阶PLL进行载波同步；当动态为超大时，通过基于PMF-FFT的捕获、频率估计器和二阶FLL辅助三阶PLL进行载波同步。同时，可通过扩展卡尔曼滤波或粒子滤波来代替二阶FLL辅助三阶PLL形成新的载波环，使得环路捕获带宽可变，跟踪速度快。

本发明与现有技术相比的优点在于：

(1)本发明通过捕获后信号残余频差的大小来灵活选择不同的载波同步方法，适用范围广泛；

(2)本发明通过扩展卡尔曼滤波、粒子滤波代替二阶FLL辅助的三阶PLL进行载波频率和相位的跟踪，使得环路捕获带宽可变，跟踪速度快。

(3)本发明通过PMF-FFT的捕获和PLL模块组合完成一般动态环境扩频信号的载波同步，通过PMF-FFT的捕获和二阶FLL辅助三阶PLL完成中等动态环境扩频信号的载波同步，通过PMF-FFT的捕获、频率估计和二阶FLL辅助三阶PLL完成超大动态环境扩频信号的载波同步，不同模块组合灵活，功能多变；

附图说明

图1为基于PMF-FFT的载波捕获方法；

图2为PMF-FFT载波估计输出；

图3为扫频频率估计算法流程；

图4为扫频频率估计结果；

图5为FLL辅助的PLL载波环结构；

图6为2阶FLL辅助3阶PLL的环路滤波器；

图7为残余频差为正时FLL仿真结果(a)频率误差(b)FLL环路滤波输出

图8为残余频差为正时PLL仿真结果(a)相位误差(b)PLL环路滤波输出

图9为残余频差为正时校频后的信号输出；

图10为残余频差为负时FLL仿真结果(a)频率误差(b)FLL环路滤波输出

图11为残余频差为负时PLL仿真结果(a)相位误差(b)PLL环路滤波输出

图12为残余频差为负时校频后的信号输出；

图13为大动态环境下扩频信号广义载波同步方法的工作流程；

具体实施方式

本发明的基本思路为：一种超大动态环境的扩频信号广义载波同步方法，根据传输环境动态大小灵活选择不同的载波同步方法，具体为：当动态为一般时，通过基于(分段匹配滤波和快速傅里叶变换)PMF-FFT的捕获和锁相环(PLL)进行载波同步；当动态为中等时，通过基于PMF-FFT的捕获和二阶锁频环(FLL)辅助的三阶PLL进行载波同步；当动态为超大时，通过基于PMF-FFT的捕获、频率估计器和二阶FLL辅助三阶PLL进行载波同步。同时，可通过扩展卡尔曼滤波或粒子滤波来代替二阶FLL辅助三阶PLL形成新的载波环，使得环路捕获带宽可变，跟踪速度快。

下面以大动态环境下的扩频信号载波同步方法为例说明实施方式。

优选信息速率为2Kbps，码速率为10.23Mbps，伪码长度为1023，调制方式为BPSK，4倍过采样，成型滤波器为7阶的平方根升余弦滤波器，其最大多普勒频偏为600KHz，多普勒变化率为20kHz/s，通过Matlab软件进行超大动态扩频信号的载波同步仿真验证。将基带接收信号送入图1所示的载波捕获单元，首先通过7阶平方根升余弦滤波器组成的匹配滤波模块1，经过匹配滤波后，按采样速率分别将1023×4个采样点的实部和虚部送入输入数据实部和虚部模块，对I路和Q路的1023×4个采样点进行长度为16的等间隔划分，总共分为256段，不足的采样点用0代替。其次，将长度为1023的伪码进行4倍过采样，对过采样后的码片进行长度为16的等间隔划分，总共分为256段，不足的采样点也用0代替，将这256段码片依次存入I路子相关器1、I路子相关器2、…I路子相关器256的同时，也将这256段码片依次存入Q路子相关器1、Q路子相关器2、…Q路子相关器256。然后，将I路的第一段数据和I路子相关器1存的第一段码片进行相关，Q路的第一段数据和Q路子相关器1存的第一段码片进行相关，依次类推直到将I路的第256段数据和I路子相关器256存的第256段码片进行相关，Q路的第256段数据和Q路子相关器256存的第256段码片进行相关。将I路子相关器1和Q路子相关器1的输出分别进行相干积分合并成一个复数，依次类推直到I路子相关器256和Q路子相关器256的输出分别进行相干积分合并成一个复数。最后，对这256个复数进行FFT运算，并取幅值。如果最大幅值大于预设门限，则此时接收信号初相与子相关器中所存码片的相位一致，接收信号频偏为最大幅值所处的位置号乘以1/(256*4)*10.23MHz。如果最大幅值小于预设门限，基带接收信号按采样速率依次进入输入数据实部和虚部模块，并重复以上操作，直到捕获成功为止。

保持仿真参数不变，对图1所示的PMF-FFT捕获方法进行仿真，结果如图2所示。在k＝197处出现了相关峰值，此时多普勒估计值约为590kHz，残余频偏为10KHz。

假定连续的一定数目码片在短时间T内保持多普勒频偏不变，则在一定时间内的多普勒频偏可依次表示为：…，然后，在扫频序列[-20kHz，20kHz]中，根据ω＝2πf换算成角频率每隔一定步长T，就用一个频点e^jωt(T≤t≤NT)去对…，进行扫频相乘，并将相乘结果进行非相干积分，取模值，送入缓存器保存，依次重复操作，直到所有频点均完成扫频为止。最后，找出缓存器中最大值对应的频点即为频率估计值，具体流程如图3所示。

假定伪码已同步，最大多普勒频偏为-2.5kHz，多普勒变化率为20kHz/s，非相干积分时间为128个码片间隔，扫频信号的频率范围-20KHz-20KHz，步长为5kHz，仿真结果如图4所示。可看出，最大的幅值位于第4步，即频率估计为[-20000+(4-1)*5000]/2＝-2.5kHz，和预设值一样，取得了理想的结果。因此，在残余频偏为±10kHz时，频点个数为20个时，频率估计后的残余频差为±500Hz。

对残余频差为500Hz的基带接收信号通过图5所示的二阶FLL辅助三阶PLL进行同步跟踪。首先，利用鉴相器arctan(Q(k)/I(k))和鉴频器(arctan(P_cross(k),P_dot(k))/[t(k)-t(k-1)]，其中P_cross(k)＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1)，t(k)为k时刻的时间，t(k-1)为k-1时刻的时间，t(k)-t(k-1)可以取1s，P_dot(k)＝I(k-1)I(k)+Q(k-1)Q(k))分别得到相位误差和频率误差。然后将相位误差和频率误差分别送往图6所示的二阶FLL辅助三阶PLL的环路滤波器。最后，通过环路滤波器的输出控制压控振荡器2。当环路锁定时，压控振荡器的输出乘以残余频差为500Hz的基带接收信号，就可以得到纯基带信号，并送往解调器进行解调。

在图6中，G_p1＝b₃ω_0p，G_p2＝a₃ω_0p²，G_p3＝ω_0p³，G_f1＝ω_0f²，G_f2＝a₂ω_0f，这些参数可由表1中根据环路滤波器的带宽B_np和B_nf计算得到。

表1环路滤波器特性参数

假定B_nf＝600Hz，B_np＝100Hz，环路更新速率选取为80kHz以保证跟踪的上20kHz/s的多普勒变化率。当残余频差为+500Hz，多普勒变化率为-20kHz/s，得到图7(a)、7(b)、图8(a)、8(b)、图9所示的仿真结果。如图7(a)、7(b)、图8(a)、8(b)所示，二阶FLL先锁定，鉴频器输出的频率误差逐渐趋于0。然后，三阶PLL经过短时间的过渡期后，相位误差逐渐趋于0，开始锁定。从图9中看到，将锁定后的环路滤波器输出对输入信号进行校频，输出信号的实部在“1”附近波动，而虚部在“0”附近波动，满足了解调要求。

当残余频差为-500Hz，多普勒变化率为+20kHz/s，得到图10(a)、10(b)、图11(a)、(b)、图12所示的仿真结果。从图10(a)、10(b)、图11(a)、(b)可看出，二阶FLL先锁定，鉴频器输出的频率误差逐渐趋于0。然后，三阶PLL经过短时间的过渡期后，相位误差逐渐趋于0，开始锁定。对比图7(a)、7(b)和图10(a)、10(b)，两种情况下的FLL环路滤波器输出变化趋势刚好相反，符合多普勒变化率的变化趋势。从图12中看到，将锁定后的环路滤波器输出对输入信号进行校频，输出信号的实部在“1”附近波动，而虚部在“0”附近波动，满足了解调要求。

这里，要特别强调是：除了扫频估计外，频率估计器还有其他选择；除了二阶FLL辅助三阶PLL载波环外，还可以使用效果更佳的扩展卡尔曼滤波或粒子滤波作为载波环使用。