检测器的制作方法

本发明涉及一种检测器和一种检测信号的值的方法。具体地说，本发明涉及一种用于接收器的差分检测器。

背景技术：

幅移键控(ASK)是一种传信方法，其中以所传输的波形的振幅来编码消息。典型的ASK接收器包括接收天线，之后是模拟前端(AFE)，该模拟前端通过提取信号包络对来自接收天线的无线信号进行降频转换。由于所接收的信号遭受各种不理想情况的影响，所以为了进一步的数字信号处理(DSP)，使用模/数转换器(ADC)将信号包络量化成离散值。

不理想情况的例子包括以下：

i)在传输器调制期间的相位抖动(符号过渡时间网格上的有界的时间偏移不确定性)，这造成了所传输的符号周期的时变偏差，其显示为信号的符号从它们的标称位置移位了的上升沿和下降沿。

ii)有限带宽的无线信道将符号间干扰(ISI)引入到所接收的信号。当数据速率超过可用的信道带宽时，ISI随着传输数据速率增加。

iii)信道和AFE可以诱发每个信号星座点的时变增益，这使得难以在接收器处进行符号检测。

iv)由于接收器处的AFE中的交流耦合和/或功率调整器产生高通滤波器效应，这抑制了低频分量在所接收的信号中造成基线漂移。

这些信号失真需要接收器的处的DSP可靠地恢复所传输的消息，且不引起符号错误。

传统上，横向、格形或块状自适应均衡器已经被用来补偿ISI和时变信号增益。然而，在突发通信中和在具有很少或没有训练符号的受限的帧格式中，均衡器可能没有经过充分的训练。因此，使用具有不收敛滤波器权重的均衡器将会产生较大的残留的ISI。盲均衡器是具有吸引力的替代物，但它们的收敛时间总体上较长(大约几千个符号)，这使得它们不适用于突发通信。

相位抖动可使用分数间隔均衡法来对抗。遗憾的是，出于与上文所描述的相同的原因，在突发通信中，不充分收敛的均衡器在补偿相位抖动方面用处极小。

在文献中，为解决基线漂移，已推荐使用决策反馈均衡器和经低通滤波的符号决策来恢复ADC的数字化信号输出中的低频分量。然而，这些方法增加了计算的复杂度，使得它们不适用于硬件实施方案。此外，基于均衡器的方法将需要增加滤波器长度和训练周期，而设计用于恢复低频分量的低通滤波器需要对参数进行困难的手动调谐。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供一种用于接收器的差分检测器，该检测器包括：模/数转换器，其用于从信号的符号中对样本进行取样；差分器，其被配置成利用转移函数对样本进行差分，从而为每个符号产生经差分的一系列样本；以及决策装置，其被配置成通过比较所述经差分的一系列样本的值与边界条件值来确定每个符号的值。

比较所述经差分的一系列样本的值与边界条件值可以缓解与所接收的信号中的不理想情况(如ISI、相位抖动或其它信号失真)相关的问题。

在实施例中，模/数转换器可对每个符号进行取样，每一符号具有L个样本，其中L大于或等于2。

在其它实施例中，检测器可将三进制值指派给符号，分别是：如果符号的经差分的一系列样本的值超过上边界条件值，那么将+1指派给该符号；或者如果符号的经差分的一系列样本的值超过下边界条件值，那么将-1指派给该符号；或者如果经差分的一系列样本既没超过上边界条件值也没超过下边界条件值，那么将0指派给符号。另外，决策装置可基于符号的三进制值与其之前的符号的值的总和确定该符号的值。

另外地或可替代地，边界条件值可以是自适应的，并可以被调适用于每个符号。检测器还可以进行以下操作中的任一个：如果一个符号之前的符号的三进制值是+1，那么调适该符号的上边界条件值；或者如果一个符号之前的符号的三进制值是-1，那么调适该符号的下边界条件值；或者如果一个符号之前的符号的三进制值是0，那么保持该符号的上边界条件值和下边界条件值。

在实施例中，对于每个符号而言：可针对一个符号指派或维持正序列，其中该符号的经差分的一系列样本中的至少一个样本超过上边界条件值；或者可针对一个符号指派或维持负序列，其中该符号的经差分的一系列样本中的至少一个样本超过下边界条件值；或者可针对一个符号维持正序列或负序列，其中该符号的经差分的一系列样本中没有样本超过上边界条件值或下边界条件值。另外，决策装置可以在符号的每个正序列或负序列内确定每个符号的三进制值。此外，针对每个序列具有超过边界条件值最大量的样本的符号，对于正序列来说可以被指派三进制值+1，或对于负序列来说可以被指派三进制值-1。序列中每一个剩余的符号可以被指派三进制值0。

在实施例中，如果所有符号的三进制值的总和不同于所预期三进制值的预定总和，那么符号的最终序列的三进制值可被指派值0。例如，根据信号帧的先验知识，可确定三进制值的总和的预期结果。例如，如果预期所有三进制符号的总和是1，但实际总和等于0，那么符号的最终序列可被指派(即，重置)值0。通过分析信号帧的开始和结束处的信号的值，可确定这个知识。

在实施例中，决策装置可基于符号的三进制值的积分来确定符号的值。

在其它实施例中，检测器可另外包括符号同步器以检索每个符号的符号时序。

转移函数可以是h＝[o_a 1 o_b -c]。

根据本发明的第二方面，提供一种检测信号的符号的值的方法，该方法包括以下步骤：从信号的符号中对样本进行取样；利用转移函数对样本进行差分，从而为每个符号产生经差分的一系列样本；通过比较所述经差分的一系列样本的值与边界条件值来确定每个符号的值。

一个目标是提供稳健的低复杂度的无乘法器的DSP算法，从而对被ISI、时变信号增益、相位抖动和基线漂移减弱的所接收的信号进行解码，且不利用任何训练序列。

可提供一种计算机程序，当在计算机上运行时，该计算机程序使计算机配置包括本文所公开的电路、控制器、传感器、滤波器或装置的任何设备或执行本文所公开的任何方法。计算机程序可以是软件实施方案，且计算机可以被认为是任何适当的硬件，包括作为非限制性例子的数字信号处理器、微控制器，以及在只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM)或电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)中的实施方案、快闪存储器或芯片。软件实施方案可为汇编程序。

计算机程序可以在计算机可读媒体上提供，或可以体现为瞬态信号，该计算机可读媒体可以是物理计算机可读媒体，例如光盘或存储器装置。此瞬态信号可以是网络下载，包括互联网下载。

将通过下文所描述的实施例清楚，并参考这些实施例阐明本发明的这些以及其它方面。

附图说明

将参考附图，并仅借助于例子来描述实施例，其中

图1示出了根据本发明的实施例的具有几个DSP块的检测器；

图2a示出了连续二进制ASK信号的例子，其中根据一实施例的基线漂移没有由图1的差分器块处理；

图2b示出了连续二进制ASK信号的例子，其中基线漂移由图1的差分器块处理；

图2c示出了图2b中的经取样并经差分的信号的例子；

图2d示出了图2b中的经取样并经差分的信号的例子，且具有额外差分移位。

图3示出了针对图2d中的信号利用带有自适应决策边界的三进制限幅器的逐符号检测器；

图4a示出了根据替代实施例的理想的二进制ASK信号；

图4b示出了图4a的经差分的信号；以及

图4c示出了具有不理想情况的经取样并经差分的输入信号。

应注意，图式是出于图解说明且未按比例绘制。为在图中清楚和便利起见，这些图式的各部分的相对尺寸和比例已通过在大小上放大或减小而示出。相同的附图标记一般用于指代在被修改的且不同的实施例中相对应的或相似的特征。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的例子的检测器的例子。图1示出了ASK信号接收器100的几个DSP模，即，在比波特率(baud rate)更高的速率下运作的ADC 110(即，过取样的ADC)、差分器130和决策装置140。整体上DSP路径通常包括ADC 110、符号同步器120、差分器130和决策装置140。

在下文中，ADC 110、差分器130和决策装置140将着重解释，而通用符号同步器模120将简单描述。

·ADC

考虑二进制ASK信号的传输，其中不归零(NRZ)脉冲波形由s(t)给出。将ADC 110在时间k时的样本输出115设为u(k)。假设q指代符号指数，其与原始取样时间k相关，相关关系为

其中，L是每个符号的样本数目。此处，L大于或等于每符号2个样本。为帮助决策装置140的初始化，假设在时间k≤-1时，u(k)＝δ，其中，δ是二进制ASK信号电平‘1’和‘0’的平均值。

·符号同步器

符号同步器120用于检索在通信周期开始时的信号输出115的符号时序125。例如，符号同步器120可使用早晚取样来实施，这将符号时间朝向相关器输出的局部峰值时间调整，v(k)＝s(k)*u(k)，其中*表示卷积。

·差分器

介绍了具有转移函数h＝[o_a 1 o_b -c]的差分器，其中，0＜c≤1，o_i是长度i的零的行向量。此处，b∈{0，1，...，L-1}，且a∈{0，1，...，L-b-1}。图2(a)和2(b)分别示出了二进制ASK 7个符号长度的信号不具有基线漂移和具有基线漂移的例子。在图2(a)中，理想的二进制信号210在0与1之间变化。在图2(b)中，示出了相同的信号，但具有基线漂移。基线漂移二进制信号220具有二进制信号的指数衰减的迹象，以使得符号5中的信号值显著低于符号0中的信号值。

如图2(c)的例子所示，通过将信号转化成具有电平‘1’、‘0’和‘-1’的三进制ASK信号230，对具有基线漂移220的ASK信号进行差分缓解了基线漂移效应。在图2(c)中，对具有图2(b)的基线漂移220的ASK信号进行取样，L＝4(表示每符号或每观测窗口234有4个点232)，并使用a＝0、b＝1和c＝-1进行差分。对基线漂移信号220进行差分在缓解基线漂移的效应和其它衰减信号效应的同时，维持了信号如何变化的迹象。

图2(c)中所用的差分器h的所不希望的副产物是产生了虚假局部最大值和最小值，它们可能分别被曲解为电平‘1’和‘-1’。虚假局部最小值的例子在图2(c)中236处描绘。谨慎选择c的值可将虚假波峰的强度降到最小，但是需要对c进行困难且耗时的手动调谐。为避免需要任何的手动调谐，c可设定成-1，并且通过决策装置将避免由虚假波峰所导致的潜在的错误决策，如稍后所描述的。

由ISI导致的符号时序误差和分散的符号脉冲产生符号决策错误。相比于b＝L-1，在差分器h中的b∈{0，1，...，L-2}的值会产生更窄的符号脉冲和ISI拖尾。因此，更精确地使用b∈{0，1，...，L-2}限定了符号脉冲的到达和其相对于符号观测窗口的时间位置。这个提高后的精确性促进了后续的决策装置中的符号检测进程。描绘产生更窄的符号脉冲的例子在图2(c)中示出，其中b＝1。

通过将非零值指派给a，进一步防止了由相位抖动和ISI降级符号同步导致的不良符号时序。实质上控制相对于符号观测窗口的信号延迟的非零a确保了较窄的经差分的符号脉冲处于每个符号观测窗口内的中心。因此，提供了在正确符号观测窗口内的正确符号脉冲检测的最大可能性。图2(d)示出了具有基线漂移的ASK信号240，对该信号240进行取样，并使用a＝1，b＝1，c＝-1和L＝4进行差分。可以发现，相比于a＝0的图2(c)中的三进制符号序列，图2(d)中的三进制符号序列对解码来说更为清晰，该三进制符号序列归因于转移函数中a＝1而移位1/L点。

ADC 110在L≥2时的初次过取样是实现由差分器h提供的益处(即缓解ISI和相位抖动的效应)的重要因素。

·决策装置

最后，即使存在ISI、时变增益、基线漂移和相位抖动，决策装置140也可用于可靠地检测从差分器130接收到的符号135。到决策装置140的输入样本135由y(k)表示。对应于符号q的样本{y(k)}由以下集合限定

y(qL)＝[y(qL+L-1)…y(qL)]. (2)

图1中的决策装置可通过两种不同的方法实现，即，逐符号检测器或序列检测器，这两种方法将随后呈现。

-逐符号检测器

考虑到图2(d)中示出的差分器130的输出135，决策装置140可实施为具有三进制限幅器的逐符号检测器。这种方法在图3中示出。根据下列的决策度量标准，将软三进制符号决策指派给每个符号q

其中β_p和β_n是三进制信号星座的决策边界。在(3)的决策度量标准中，当检测到局部最大值和局部最小值时，分别指派‘1’和‘-1’的软三进制决策，否则，由于不存在符号脉冲，默认指派‘0’的软三进制决策。例如，在符号1中，如在310处(对应于图2(d)中示出的信号)示出的，第一样本312超过下限阈值β_n，并因此将-1指派给该符号。

通过对软三进制决策积分来获得对所接收的符号q的硬二进制决策m(q)145，如下

其中，分别地，如果那么m(0)＝0；如果那么m(0)＝1。

为了提高逐符号检测器对时变增益和不对称波形(即，带有不等量值的三进制符号‘1’和‘-1’)的容限，当每一次检测到‘1’和‘-1’三进制符号时，调适决策边界β_p和β_n，如下

其中θ₁和θ₂为正实数。确保θ₁和θ₂是整数去掉了(5)中的乘法运算，因为乘以因数2^-i可以实施为位移位运算，其中i是整数。图3描绘了当解码经差分的ASK信号时，通过逐符号检测器独立地调适每个决策边界。这确保了当样本322、324、326、328中没有一个超过边界条件时，点320处的虚假最小值被正确地解释为0三进制决策。

对于三进制符号‘1’和‘-1’的检测而言，使用独立决策边界β_p和β_n能够改善不对称波形的解码。此外，基于所观察的信号样本，决策边界β_p和β_n的连续更新允许检测器追踪信号的时变增益。

然而，逐符号检测器需要通过试错法对β_p、β_n、θ₁和θ₂的初始值进行困难且耗时的优化。谨慎的选择β_p、β_n、θ₁和θ₂初始值是满足下列竞争需求的关键：(i)足够大的决策边界，以避免对由差分器块产生的虚假局部最大值或最小值的检测，并避免对加性噪声的检测，以及(ii)足够小的决策边界，以避免遗漏任何表示真实三进制符号‘1’和‘-1’的真实局部最大值或最小值。

-序列检测器

为解决逐符号检测器的参数优化困难，可替换的是，决策装置140可作为序列检测器来实现，该序列检测器在设置和遗忘模式中运作，且不需要调谐参数。通过利用邻近(即，之前和之后)符号，序列检测器能够产生更好的符号决策，并因此容许比逐符号检测器更大的ISI。序列检测器借助其构造能够解码被较大ISI和时变信号增益减弱的信号，这在随后将具体解释。

在经差分的ASK信号中，任何两个‘1’符号之间都由一个‘-1’符号间隔开。也就是说，例如[… 1 0 1 …]和[… 1 1 …]的三进制符号序列不会出现。这个原理也适用于经差分的ASK信号中的任何两个‘-1’符号的情况。根据表1中给出的规则，鉴于这个概念，到序列检测器的输入符号被指派给正序列P或负序列N。针对初始化，符号q＝-1被指派给负序列，且min(y(-L))＝-γ。此处，γ表示较小的恒定的正值以避免加性噪声。

表1：用于指派符号给正序列和负序列的规则

在输入信号y(k)开始时，序列检测器试图检测正序列或负序列的存在。假设检测到正序列P，包括符号指数q＝p_start，...，p_end。符号q_p满足

且

max(y(q_pL))≥γ (7)

其中，序列P被指派了软三进制决策而序列P内的其它符号被指派了软三进制决策‘0’。包含超过序列P的边界γ的最大值的符号指数q_p作为三进制值‘1’基于最大似然原理来决定，其中，是真实三进制值‘1’符号的y(qL)的似然性随着它的值增加。

随后，由于在经差分的ASK信号中正序列和负序列交替，所以序列检测器前进到检测负序列N。将负序列中的符号指数设为q＝n_start，...，n_end。符号q_n满足

且

min(y(q_nL))≤-γ (9)

其中，序列N被指派了软三进制决策而序列N内的其它符号被指派了软决策‘0’。序列检测器后续的软三进制决策通过在正序列与负序列之间交替来作出。

如果所接收的信号在帧中被格式化且接收器了解帧协议，那么采用以下补充决策规则来缓解趋近信号末尾的额外三进制‘1’或‘-1’符号的虚假检测。这个补充规则是基于软三进制决策的流动和，借助所传输的信号应将流动和界定在[0，1]内，该所传输的信号为二进制ASK信号。如果理想化地，但在所接收的帧中那么帧中最后一个三进制α符号被重置为软三进制‘0’符号。此处，α∈{1，-1}。如果理想化地，但在所接收的帧中那么帧中最后一个三进制-α符号被重置为软三进制‘0’符号。

如(4)中所描述，可获得所接收的符号q上的硬二进制决策m(q)。

值得注意的是，序列检测器避免需要任何决策限制电平，同时也避免检测先前由差分器h产生的虚假局部最大值或最小值，因为真实局部最大值或最小值将具有比虚假最大值或最小值更大的量值。此外，由于决策是基于选择包含正序列或负序列内最大或最小值的符号，而不是基于任何外部设置的硬决策边界，所以序列检测能够对具有时变增益的信号进行可靠地解码。另外，序列检测器在其运作中并不需要任何乘法硬件。

图4(a)、图4(b)和图4(c)分别示出了ASK信号、ASK信号针对L＝4使用h＝[0 1 0 -1]进行差分后的形式和到序列检测器的被相应的不理想情况减弱了的输入信号y(k)的例子。假设图4中的例子附着到长度10的帧格式，并且理想地，

如图4(a)中示出，对于符号0到2(从初始值1开始)，理想信号410具有值0，对于符号3，理想信号410具有值1，对于符号4到6，理想信号410具有值0，对于符号7到9，理想信号410具有值1。

图4(b)示出了图4(a)中理想信号410变窄且移位后的经差分的信号420。观测窗口0、3、4和7的波峰对应于所识别符号和之前符号中的信号410的值的变化。

图4(c)示出了图4(b)中的实际信号430，其具有不理想情况，并且每一符号4个样本。

初始地，序列检测器为图4(c)中的每个符号432作出软三进制决策，如下

这个序列通过分析信号430和识别对应于符号群组的序列434a-e来确定，该符号群组具有一个或多个样本，所述样本或超出边界条件或其中所有样本处于边界条件内。分析信号430得到：负序列434a、正序列434b、负序列434c、正序列434d和负序列434e。随后分析每个序列434a-e以确定具有最高值样本的符号。接着，这个符号被指定对应于其序列值的三进制值(所以，对于序列434a，符号0被指派了-1，且对于序列434b-e，符号3、4、7和8被指派了+1、-1、+1和-1)。序列中每一个剩余符号被指派了三进制值0。这对应于(10)。

根据上文所描述的补充规则，由于初始符号决策序列得出所以将最后一个三进制‘-1’符号重置为三进制‘0’符号。因此，序列检测器的最终三进制决策是通过对积分，所获得的帧的硬二进制决策为

通过与图4(a)比较，其检验为正确的。

由于所提议的序列检测器块仅包含几个额外的用于保存以前输入y(k)值的寄存器，所以复杂度增加了，这不同于最大似然序列估计(MLSE)中复杂度随序列长度的指数式增加。此外，在存在ISI和时变信号增益的情况下，MLSE需要信道估计器。在突发通信和具有极少或没有训练序列的信号传递中，即使没有信道估计器，相比于所提议的序列检测器(其稳健地抵抗着较大的残余ISI和时变增益)，不良信道估计有效地使MLSE更差。

在无源集成电路卡(PICC)或非接触式智能卡的接收器基带DSP结构中，针对在13.56MHz载波上的B型ASK射频识别(RFID)系统，可以利用过取样的ADC 110、差分器130和决策装置140(即，逐符号检测器或序列检测器)块的组合，如ISO 14443所限定的。在ASK NFC(近场通信)中，帧格式可能缺乏明确的训练序列，这使得本发明有利于在非接触式智能卡的接收器中的应用。ASK NFC中具有起始位、停止位且的个别字符格式是接收器先前已知的。因此，当采用补充决策规则时，实施为序列检测器的决策装置可作出逐字符决策。本发明复杂度低，无乘法器，能够实时运作，这使其受到非接触式智能卡中接收器基带DSP的青睐，因为非接触式智能卡是支持低功耗算法的无源装置。

通过阅读本发明，技术人员将明白其它变化和修改。此类变化和修改可涉及等效和其它特征，所述等效和其它特征在接收器技术中是已知的，且可用作本文已描述的特征的替代或补充。

尽管所附权利要求书是针对特定特征组合，但应理解，本发明的公开范围还包括本文中明确地或隐含地公开的任何新颖特征或任何新颖特征组合或其任何一般化，而不管其是否涉及与当前在任何权利要求中主张的本发明相同的发明或其是否缓解与本发明所缓解的任一或全部技术问题相同的技术问题。

在单独实施例的上下文中描述的特征也可以组合地提供于单一实施例中。相反，为了简洁起见，在单个实施例的上下文中描述的各种特征也可单独地或以任何合适的子组合形式提供。申请人特此提醒，在审查本申请案或由此衍生的任何另外的申请案期间，可针对此类特征和/或此类特征的组合而制定新的权利要求。

为完整性起见，还规定术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一”不排除多个，单个处理器或其它单元可实现在权利要求中所述的若干装置的功能，且权利要求中的附图标记不应被解释为限制权利要求的范围。