基于多径衰落信道的多径衰落信号分集合并接收方法与流程

本发明属于具有多径衰落信道特性的通信技术领域，尤其涉及一种基于多径衰落信道的多径衰落信号分集合并接收方法。

背景技术：

分集合并从其原理上是一种对抗无线信道中小尺度衰落的技术，这里的小尺度衰落是由于多径传输和多普勒效应共同造成的。在多径传输环境下，若到达接收机的多径分量以散射状分布且其到达时间间隔小于接收机的基带采样周期，则接收端的接收信号为大量多径分量的矢量和。由于接收机或者传输环境的运动或变化，造成接收信号的频率发生改变，即多普勒频偏。大量具有不同频偏的信号在接收端的叠加将会使得接收信号的频率在其发送频率附近产生扩展，即多普勒频率扩展。多普勒频率扩展体现在时域就是接收信号的幅度和相位出现变化。通常用瑞利分布来描述接收信号幅度的分布，而用Jakes模型来描述由于多普勒扩展引起的接收信号的幅度和相位变化，这就是典型的单径衰落信道模型。

对于单径衰落信道，为了对抗衰落，最有效的方法是引入分集。通过在接收端采用多天线接收(空间分集)或在发射端采用多载频发送(频率分集)等方式获得分集支路信号，在接收端通过合并多路分集支路信号获得相应的分集增益。在单径衰落信道下，分集合并就是直接对接收信号进行加权和的过程。根据加权因子的不同，可以得到三种基本的合并方案，即选择合并，等增益合并和最大比合并。

短波信道和陆地移动信道是两种典型的多径衰落信道，在多径衰落信道中，存在有多个时延大于接收机多径分辨率的多径分量，这些多径分量之间将会产生干扰，即码间串扰(Inter-Symbol Interference，ISI)，由于分集技术本身是针对单径衰落信道的，其合并是针对没有码间串扰的信号进行的，因此直接的方案是在合并之前首先对包含有码间串扰的多个分集支路信号进行均衡，然后再对均衡之后、消除了码间串扰的信号进行合并，也即现有的均衡后合并方案。然而在均衡后合并方案中，需要对每一路分集支路信号分别进行均衡，其所需的均衡器的数目随着分集支路的增加而增加。均衡后合并方案的复杂度将随着分集支路的增加而成倍提升，最终导致难以在现有的硬件上实现。

技术实现要素：

针对上述现有技术的缺点，本发明提供一种基于多径衰落信道的多径衰落信号分集合并接收方法，能够解决现有均衡后合并方案的复杂度将随着分集支路的增加而成倍提升，最终导致难以在现有的硬件上实现的问题。

为达到上述目的，本发明采用如下技术方案予以实现。

一种基于多径衰落信道的多径衰落信号接收方法，所述方法包括如下步骤：

步骤1，获取N路分集支路信号，对每路分集支路信号进行信道估计，得到每路分集支路信号的信道响应；其中，每路分集支路信号为从一路多径衰落信道获取的信号，且每路分集支路信号包含多个多径分量信号；

步骤2，根据每路分集支路信号的信道响应，对其分集支路信号进行主径对齐；从而分别得到主径对齐之后的N路分集支路信号以及主径对齐之后各路分集支路信号对应的信道响应；

步骤3，确定每路主径对齐之后的分集支路信号的加权因子，将主径对齐之后的N路分集支路信号进行加权求和，得到合并之后的多径信号；

步骤4，对所述合并之后的多径信号进行信道均衡，得到均衡后的信号；并对所述均衡后的信号进行解调，从而得到通过多径衰落信道接收到的基带信号。

本发明技术方案的特点和进一步的改进为：

(1)步骤2具体包括如下子步骤：

(2a)假设接收到的第i路分集支路信号为yi＝{yi，0，…，yi，N-2，yi，M+L-1}，第i路分集支路信号对应的信道响应为hi＝{hi，0，…，hi，M-2，hi，M-1}，所述第i路分集支路信号来自于第i个多径衰落信道，L为第i路分集支路信号的信号长度，M为多径衰落信道的多径时延的最大值；

(2b)根据第i路分集支路信号的信道响应hi，对第i路分集支路信号进行主径对齐，得到主径对齐之后的第i路分集支路信号y′i＝{y′i，k，0≤k≤L}，若主径位置为P，且0≤P≤M-1，则有y′i，k＝yi，k+P，0≤k≤L；

(2c)对第i路分集支路信号的信道响应hi进行调整，得到主径对齐之后第i路分集支路信号的信道响应若主径位置为P，且0≤P≤M-1，则有：

(2d)令i依次取1至N，从而分别得到主径对齐之后的N路分集支路信号以及主径对齐之后各路分集支路信号对应的信道响应。

(2)步骤3具体包括如下子步骤：

(3a)确定主径对齐之后的第i路分集支路信号y′i的加权因子wi：

wi＝ai((h′i，0)*/abs(h′i，0))

其中，ai为预设的加权因子的幅值，(·)^*表示取共轭；h′i，0表示第i路分集支路信号中主径信号对应的信道响应；

(3b)令i依次取1至N，分别得到N路分集支路信号的加权因子，从而将主径对齐之后的N路分集支路信号进行加权求和，得到合并之后的多径信号y：

其中，N表示分集支路信号的路数。

(3)步骤4具体包括如下子步骤：

(4a)根据合并之后的多径信号y：

从而确定合并之后的多径信号y的等效信道响应H为：

其中，x为原始发射信号，*表示卷积运算；

(4b)根据所述等效信道响应对合并之后的多径信号进行信道均衡，得到均衡后的信号，并对所述均衡后的信号进行解调，从而得到通过多径衰落信道接收到的基带信号。

本发明为了获得更加简单的针对多径衰落信道的分集合并方案，希望均衡器的数目不随着分集支路的增加而增加，即不管有多少分集支路，都只使用一个均衡器，采用上述技术方案，把合并放在均衡之前进行。由于均衡之前的信号具有码间串扰，因此需要在合并之前进行相应的预处理。从而解决了如何在合并之前进行预处理，预处理算法必须要尽可能的简单，以保证随着分集支路数目的增加整个合并算法的复杂度增加不大。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一种基于多径衰落信道的多径衰落信号接收方法的流程示意图；

图2为本发明实施例提供的均衡前合并方案的结构示意图；

图3为本发明实施例提供的训练序列和未知数据交替的数据帧结构示意图；

图4为本发明实施例提供的具体的主径对齐的方法示意图；

图5为本发明实施例提供的仿真实验的结果示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

多径衰落信道：指接收机接收的信号是由多个路径到达的信号的叠加，各个路径的信号具有不同的时延且经历了不同的衰落。

现有的均衡后合并方案是一种直接方案，由于在合并之前消除了码间串扰，因此其合并性能是有保证的。然而在均衡后合并方案中，需要对每一路分集支路信号分别进行均衡，其所需的均衡器的数目随着分集支路的增加而增加。对于单天线接收机，均衡器是接收端处理中复杂度最高的部分。若采用线性MMSE均衡算法，每次均衡处理都需要进行一次矩阵求逆的运算，即使考虑最大程度的简化，每均衡一个数据符号所需要的运算量也在O(n²)量级，这里n是以符号数计的最大多径时延。当n较大时，均衡算法的复杂度将决定整个接收机的复杂度。此时，均衡后合并方案的复杂度将随着分集支路的增加而成倍提升，最终导致难以在现有的硬件上实现。因此，均衡后合并方案只适用于分集支路数目较少或者多径时延较短的情况，无法应用于多的分集支路数目和大的多径时延的情况。

本发明实施例提供一种基于多径衰落信道的多径衰落信号接收方法，如图1所示，所述方法包括如下步骤：

步骤1，获取N路分集支路信号，对每路分集支路信号进行信道估计，得到每路分集支路信号的信道响应；其中，每路分集支路信号为从一路多径衰落信道获取的信号，且每路分集支路信号包含多个多径分量信号。

具体的，每路分集支路信号实际上都是多路多径分量信号之和，在一个确定的时间段，总会存在一个能量最强的多径分量，称其为主径分量。如果认为每路分集支路信号所包含的多个多径分量中除主径分量之外的其他多径分量都是干扰，则可以使用单径信道下的分集合并算法基于主径分量对多路分集支路信号进行合并。这样的合并算法能够保证各分集支路的主径分量是同相相加，其它的多径分量都是随机叠加的，可通过后续的均衡消除非主径分量的影响。由于主径分量具有最强的接收信号强度，因此合并之后能够获得一条接近于无衰落的分量信号，从而获得一定的分集增益。上述均衡前合并方案的结构如图2所示。

进一步的，信道估计基于数据帧结构中的训练序列进行。图3所示为一个典型的训练序列和未知数据交替的数据帧结构，其中TS为训练序列，DATA为未知数据。信道估计的算法可以采用传统的自适应算法，如最小均方(Least Mean Square，LMS)算法和递归最小二乘(Recursive Least Square，RLS)算法。

本发明实施例中采用训练序列、未知数据交替的帧结构，以方便实现信道估计，但均衡前合并方案的应用不限定于特定的帧结构。比如采用盲均衡算法的系统中可以不用插入训练序列，这样帧结构中就只包含未知数据。这种无训练序列的帧结构也可以采用本发明描述的均衡前合并算法。

步骤2，根据每路分集支路信号的信道响应，对其分集支路信号进行主径对齐；从而分别得到主径对齐之后的N路分集支路信号以及主径对齐之后各路分集支路信号对应的信道响应。

步骤2具体包括如下子步骤：

(2a)假设接收到的第i路分集支路信号为yi＝{yi，0，…，yi，N-2，yi，M+L-1}，第i路分集支路信号对应的信道响应为hi＝{hi，0，…，hi，M-2，hi，M-1}，所述第i路分集支路信号来自于第i个多径衰落信道，L为第i路分集支路信号的信号长度，M为多径衰落信道的多径时延的最大值；

(2b)根据第i路分集支路信号的信道响应hi，对第i路分集支路信号进行主径对齐，得到主径对齐之后的第i路分集支路信号y′i＝{y′i，k，0≤k≤L}，若主径位置为P，且0≤P≤M-1，则有y′i，k＝yi，k+P，0≤k≤L；

(2c)对第i路分集支路信号的信道响应hi进行调整，得到主径对齐之后第i路分集支路信号的信道响应若主径位置为P，且0≤P≤M-1，则有：

(2d)令i依次取1至N，从而分别得到主径对齐之后的N路分集支路信号以及主径对齐之后各路分集支路信号对应的信道响应。

需要说明的是，对于多径衰落信道，每路分集支路信号都是多个多径分量信号之和，主径对齐就是将各路分集支路信号按照其具有最大接收能量的主径分量进行对齐。对每路分集支路信号，其主径分量的位置对应于其信道响应的最大模值的位置。对于多径衰落信道，各个多径分量的衰落值是时变的，因此主径对齐需要对每个未知数据块分别进行，以保证在每个时刻各路分集支路信号都是按照各自的主径位置对齐，从而实现有效的合并。

示例性的，如图4所示为具体的主径对齐的方法，对每路分集支路都需要进行如图4所示的操作。图4中，多径信道响应为h＝[h0，h1，...，h7]，这里忽略了表示分集支路序号的角标i以方便描述。其中在h0、h2、h5和h7处存在多径信号，即有四路分集支路信号。多径信号0的路径增益为h0，多径信号1的路径增益为h2，多径信号2的路径增益为h5，多径信号3的路径增益为h7。接收端接收到的信号(主径对齐之前的信号)以第一个到达的多径分量信号(即多径信号0)为准提取数据。当进行主径对其之后，则以具有最大能量的多径信号2为准提取数据。图4中阴影部分表示由多径所造成的信号的扩散。主径对齐还需要包括对信道响应h的调整。主径调整之前的信道响应的下标从0开始，主径调整之后的信道响应的下标为0的位置对应于主径分量的位置。第i路分集支路信号在主径对齐之后的信道响应可记为：

其中信道响应的因果部分和非因果部分长度都为M，M为多径衰落信道的多径时延的最大值。

步骤3，确定每路主径对齐之后的分集支路信号的加权因子，将主径对齐之后的N路分集支路信号进行加权求和，得到合并之后的多径信号。

主径对齐之后即可对多路分集支路信号进行线性合并，即计算多路分集支路信号的加权和。加权值的选择与合并算法有关，常用的合并算法包括最大比合并和等增益合并。对于最大比合并，加权因子为分集支路信号的幅度与噪声功率的比值；对于等增益合并，加权因子为1。为了保证各路分集支路信号同相相加，还需要在加权因子中引入对各路分集支路信号的相位调整，因此最终的加权因子为一个复数。

步骤3具体包括如下子步骤：

(3a)确定主径对齐之后的第i路分集支路信号y′i的加权因子wi：

wi＝ai((h′i，0)^*/abs(h′i，0))

其中，ai为预设的加权因子的幅值，(·)^*表示取共轭；h′i，0表示第i路分集支路信号中主径信号对应的信道响应；

具体的，ai为由最大比合并或等增益合并得到的加权因子的幅值；加权因子wi的相位由其主径分量信道响应的中心抽头确定，该相位值用来调整各路支路信号的相位，从而实现对所有主径分量的同相合并。

(3b)令i依次取1至N，分别得到N路分集支路信号的加权因子，从而将主径对齐之后的N路分集支路信号进行加权求和，得到合并之后的多径信号y：

其中，N表示分集支路信号的路数。

步骤4，对所述合并之后的多径信号进行信道均衡，得到均衡后的信号；并对所述均衡后的信号进行解调，从而得到通过多径衰落信道接收到的基带信号。

对合并之后的多径信号进行均衡。均衡算法与单路接收时的均衡算法完全相同，可以采用各种基于最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)准则的均衡算法。与单路接收时的唯一差别在于对合并之后的多径信号的均衡无需再进行信道估计。由于在合并之前已经对各路分集支路信号的信道响应进行了估计，因此不需要再重新对合并之后的多径信号进行信道估计，只需对各路分集支路信号的信道响应进行一定的运算即可获得合并信号的等效信道响应。

步骤4具体包括如下子步骤：

(4a)根据合并之后的多径信号y：

从而确定合并之后的多径信号y的等效信道响应H为：

其中，x为原始发射信号，*表示卷积运算；

(4b)根据所述等效信道响应对合并之后的多径信号进行信道均衡，得到均衡后的信号，并对所述均衡后的信号进行解调，从而得到通过多径衰落信道接收到的基带信号。

对均衡后的信号进行后续的解调，解交织和译码等操作即可得到接收到的基带数据。

为了验证本发明描述的均衡前合并方案在多径衰落信道下的性能，在Matlab下对其进行了仿真，同时仿真了现有的均衡后合并方案作为对比。仿真参数如下：帧结构参数为：训练序列长度为20，未知数据长度为20；调制方式为BPSK，信道编码为1/2码率的卷积码，采用Viterbi译码；接收端采用LMS算法进行信道估计，采用非线性块式数据检测(NDDE)均衡算法；分集支路的数目为1、2、4和8四种情况，分别记为1X、2X、4X和8X；信道模型采用ITU-RF.520-2规定的差信道(两个独立衰落的多径信道，多径时延为2ms，衰落率为1Hz)，各路分集支路信号具有相同的信道条件，包括信噪比、多径时延和衰落率等参数，但是其衰落是相互独立的。

仿真结果如图5所示。从图5的对比可以看出，随着分集支路数目的增加，系统性能获得了较大的增益。对于均衡后合并，考虑10^-3的误码率，从1X到2X的增益为7.5dB，从1X到4X的增益为12dB，从1X到8X的增益为15.5dB。对于均衡前合并，同样考虑10^-3的误码率，从1X到2X的增益为5.5dB，从1X到4X的增益为10.5dB，从1X到8X的增益为13.5dB。

对比均衡后方案和均衡前方案，后者的性能增益在1X到2X的情况下比前者的性能恶化了2dB，而在1X到4X的情况下则只有1.5dB的恶化，当分集支路数目增加到8X时，性能仍然近似为2dB。可以看出，本发明描述的均衡前合并方案相对于均衡后合并方案的性能损失不超过2dB，但是其运算复杂度相对与均衡后合并算法有了极大的降低，特别是当分集支路数目较大时，只需要一个均衡器的均衡前合并方案的复杂度将近为均衡后合并方案的1/N，这里N为分集支路的数目。

需要说明的是，本发明实施例在验证均衡前合并方案的性能时采用了典型的短波信道模型和参数，但是本发明的应用不限于短波通信，任何具有多径衰落信道特性的通信环境都适用本发明描述的均衡前合并算法。

本发明是一种针对多径衰落信道的，易于实现的分集合并方案。本发明将分集合并放在均衡之前，这样无论有多少路分集支路都只需要一个均衡器，大大降低了分集合并接收机的复杂度。在对每路分集支路信号进行合并前，对各路分集支路信号进行了主径对齐，从而使得合并是对各路分集支路信号中具有最大能量的主径分量的合并。在对合并后的信号进行均衡时，基于各路分集支路信号的信道响应的加权和得到合并信号的等效信道响应，从而无需再进行一次信道估计。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。