一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法与流程

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法。

背景技术：
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混合预编码是大规模MIMO的一个研究热点，当天线数目很大(成百上千)时，由于功耗和成本的问题，不可能为每根天线配备特定的射频链路(RF)，那么研究在使用少量RF的情况下部署大规模MIMO就变得非常的有意义。混合预编码在射频端利用低成本的移相器控制发射天线上信号的相位，实现模拟预编码，既降低了硬件成本，又减少系统所需的射频数量；在基带处利用等效低维度的信道状态信息(CSI)控制信号的幅度和相位，实现数字预编码。因此混合预编码可以在RF数远小于天线数目的情况下，实现大规模MIMO。目前，对混合预编码的研究主要集中在单载波系统，针对宽带系统混合预编码的研究工作相对较少，而且当前宽带混合预编码的设计是在假定每个子载波上的模拟预编码是相同条件下进行研究的，这只适合带宽与中心载频比相对较小的情况下。但是考虑到未来毫米波(30～300GHz)的应用，上述假设在实际中往往是不现实的。这是因为在宽带波束形成网络中的移相器通常是利用延迟线来实现，因而导致同样的延迟在不同载波上产生不同的相位，也就是说尽管我们只设置了一个模拟预编码矩阵，但是它在不同载波上会产生相位偏移。因此实际中不同载波上的模拟预编码是不同的，这会带来不可忽视的性能损失。

在当前的宽带系统混合预编码设计的研究中，很少考虑实际系统中的硬件实现的非理想特性；在过去带宽较窄的情况下，移相器的相位随频率的变化不算太大，其影响可忽略。而当前的毫米波技术的是超宽带的，例如在60GHz频段，带宽一般为2G。另一方面，在如此高频段，为了保证系统的性能，对硬件的加工精度要求非常精细，导致毫米波器件价格很高，因此需要中频链路。而常见的中频为2.75GHz，这会导致带宽与载频比接近0.5～1.5，因此相位偏移对模拟预编码的影响就变得不可忽略了。

综上所述，研究适用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法是很有必要的。

技术实现要素：
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本发明的目的在于针对以上问题，提出了一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，该方法可以提高实际宽带系统的混合预编码性能。

为达到上述目的，本发明采用如下技术方案来实现：

一种用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，包括以下步骤：

1)在射频端，首先假定所有载波上的模拟预编码相同，以最大化系统频谱效率为准则，利用完整的信道状态信息设计理想的模拟预编码矩阵；

2)根据实际中移相器的特性，确定每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵，在数字域设计相位修正矩阵，修正实际中不同载波上的模拟预编码发生的相位偏移，以逼近步骤1)中得到的理想模拟预编码矩阵，将相位修正矩阵与每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵相乘即为所设计的模拟预编码矩阵；

3)在基带处，利用等效低维度的信道状态信息设计数字预编码矩阵；

4)将步骤2)中得到的模拟预编码和步骤3)中得到的数字预编码相乘，即得混合预编码设计方案。

本发明进一步的改进在于，步骤1)的具体实现方法如下：

考虑一个下行宽带大规模MIMO系统，基站通过N_RF根射频，N_t根天线，发送N_s个数据流，用户配置N_r根天线，其射频数与天线数相同，共有K个子载波；F_BB[k]表示第k个载波上数字基带预编码矩阵，F_RF是表示所有载波上的模拟预编码矩阵，在接收端，W[k]表示接收合并矩阵，其中，N_t＞＞N_RF；

101)第k个载波上的接收信号：

y[k]＝W^H[k]H[k]F_RFF_BB[k]s[k]+W^H[k]n[k] (1)

其中，H[k]表示第k个载波上的信道，表示第k个载波上的噪声；

102)根据上一步中的接收信号，基站端以最大化互信息为目标设计模拟预编码和数字预编码描述如下：

其中，是模拟预编码的可行集，即一组所有元素幅度都相同的N_t×N_RF矩阵集；

103)求解上述优化问题，获得理想的模拟预编码矩阵：

其中R为信道相关矩阵。

本发明进一步的改进在于，步骤2)的具体实现方法如下：

201)根据实际中移相器的特性，确定每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵：将步骤1)中得到模拟预编码矩阵作为中心载频上的模拟预编码矩阵，则实际中第k个载波上的模拟预编码矩阵可表示为：

其中，表示，F_RF是中心载频上的模拟预编码矩阵，表示第k个载波上的相位偏差矩阵，表示矩阵A与矩阵B的Hadamard积；

202)在数字域对相位偏移做修正：修正方案可描述为：

其中可在步骤1)求得，当第k个载波的频率给定后，由公式(6)计算得F_RF[k]，因此，求解P2，得到一个众所周知最小均方解：

其中表示矩阵A的伪逆；

203)将相位修正矩阵与每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵相乘即为所设计的模拟预编码矩阵，即F_RF[k]F_c[k]。

本发明进一步的改进在于，步骤3)的具体实现方法如下：

经过步骤2)确定所有载波上的模拟预编码和相位修正矩阵后，基带处的等效低维度的信道状态信息表示为：

在基带处，对等效低维度的信道状态信息进行SVD分解可得数字预编码，其中V_eff[k]为等效信道H_eff[k]的SVD分解的右奇异矩阵。

本发明进一步的改进在于，步骤4)的具体实现方法如下：

将步骤2)中得到的模拟预编码和步骤3)中得到的数字预编码相乘，即得混合预编码设计方案：

F＝F_RF[k]F_c[k]F_BB[k] (10)。

与现有技术相比，本发明具有如下的优点：

本发明首次考虑了宽带波束形成网络中移相器对频率变化较为敏感的性能，设计出了更符合实际系统的混合预编码方案。与传统混合预编码方案相比，本发明在设计理想模拟预编码的基础上，针对不同载波上由于移相器产生相位偏移而导致其上的模拟预编码不同的实际情况，提出了一种数字域设置相位修正矩阵来修正相位偏移的有效方案，从而提升了系统整体的频谱效率，极大地改善了边缘载波的频率效率。

附图说明：

图1为不同方案对应的每个载波上的频谱效率对比图；

图2为不同方案对应的所有载波上的平均频谱效率对比图。

具体实施方式：

下面结合附图对本发明作进一步详细描述：

本发明提供的用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法，其主要思路是：第一步，在射频端，首先假定所有载波上的模拟预编码相同，利用完整的信道状态信息设计理想的模拟预编码矩阵；第二步，根据实际中移相器的特性，确定每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵，在数字域设计相位修正矩阵，修正实际中不同载波上的模拟预编码发生的相位偏移，以逼近第一步中得到的理想模拟预编码矩阵，将相位修正矩阵与每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵相乘即为所设计的模拟预编码矩阵；第三步，在基带处，利用等效低维度的信道状态信息设计数字预编码矩阵；第四步，将第二步中得到的模拟预编码和第三步中得到的数字预编码相乘，即得混合预编码设计方案。

具体实施方案如下：

考虑一个下行宽带大规模MIMO系统，基站通过N_RF根射频，N_t(N_t＞＞N_RF)根天线，发送N_s个数据流，用户配置N_r根天线，其射频数与天线数相同，共有K个子载波。F_BB[k]表示第k个载波上数字基带预编码矩阵，F_RF是表示所有载波上的模拟预编码矩阵，在接收端，W[k]表示接收合并矩阵；

在上述基础上，第k个载波上的接收信号可以表示为

y[k]＝W^H[k]H[k]F_RFF_BB[k]s[k]+W^H[k]n[k] (1)

其中，H[k]表示第k个载波上的信道，表示第k个载波上的噪声。

每个载波上的频谱效率和系统总频谱效率分别为公式(2)和公式(3)所示：

本发明提出的适用于实际宽带大规模MIMO系统的混合预编码设计方法的技术手段如下：

首先假定所有载波上的模拟预编码相同，基站端以最大化互信息为目标设计模拟预编码和数字预编码可描述如下：

其中，是模拟预编码的可行集，即一组所有元素幅度都相同的N_t×N_RF矩阵集。

求解上述优化问题，可获得理想的模拟预编码：

其中R为信道相关矩阵；

然后将得到理想模拟预编码矩阵作为中心载频上的模拟预编码矩阵，根据实际中移相器的特性，则实际中第k个载波上的模拟预编码矩阵可表示为：

其中，表示，F_RF是中心载频上的模拟预编码矩阵，表示第k个载波上的相位偏差矩阵，表示矩阵A与矩阵B的Hadamard积。

为了提升系统的性能，需要在数字域对相位偏移做修正，修正方案可描述为

其中为上述理想的模拟预编码矩阵，当第k个载波的频率给定后，可由公式(6)计算得F_RF[k]。因此，求解P2，我们可以得到一个众所周知最小均方解：

其中表示矩阵A的伪逆，将相位修正矩阵与每个载波上发生相位偏移的模拟预编码矩阵相乘即为所设计的模拟预编码矩阵，即F_RF[k]F_c[k]；

在此基础上，利用等效信道状态信息，设计数字预编码矩阵。经过上述步骤，确定了所有载波上的模拟预编码和相位修正矩阵，基带处的等效低维度的信道状态信息可表示为：

在基带处，对等效低维度的信道状态信息进行SVD分解可得数字预编码，其中V_eff[k]为等效信道H_eff[k]的SVD分解的右奇异矩阵；

最后，将上述步骤中得到的模拟预编码和数字预编码相乘，即得混合预编码设计方案：

F＝F_RF[k]F_c[k]F_BB[k] (10)

本发明的仿真效果如下：

基站天线数N_t＝64，射频数N_RF＝8，数据流数N_s＝4，用户天线数N_r＝4，子载波数K＝4096，宽带与中心载频比为0.5～1.5。本发明与全数字预编码、理想混合预编码以及实际未作相位修正混合预编码三种方案进行比较，对比结果如图1、图2所示。

图1给出了信噪比SNR＝10dB时，不同方案的对应的每个载波上的频谱效率。可以看出，未修正相位方案的边缘载波的频谱效率比理想方案低2.2dB，而本发明中提出的相位修正方案比未修正相位的方案高1.2dB，并在一定程度上接近理想的混合预编码方案。

图2给出了不同方案对应的所有载波上的平均频谱效率随信噪比的变化情况。从图中可以看出，未修正相位方案系统的整体性能比理想情况下低0.5dB，而本发明中提出的相位修正算法可以在一定程度上消除相位偏移带来的性能损失，系统的整体性能比未修正相位方案高0.3dB左右。