本公开一般涉及无线通信网络，并且更具体地说，涉及支持机器型通信(mtc)装置的物联网(iot)中的随机接入规程。
背景技术：
：第三代合作伙伴项目（3gpp）的成员已经同意定义什么被称为“nb-iot”的规范，其指的是“窄带物联网”。这些标准将支持用于可依赖于电池并且通常将仅发送和接收小量信息的低功率设备的无线通信。用于支持nb-iot的无线装置的示例应用包含给停车计量表、工业传感器等提供无线通信能力。用于nb-iot的无线电接口将被设计成使得运营商能容易地在它们的现有长期演进（lte）频谱部分中部署该技术。从而，预期nb-iot的某些方面将被定义成尽最大可能使用现有lte硬件、设计和规程。然而，对lte规范的改变有可能在规范的所有层面进行，以降低功耗，改进覆盖，并且以其他方式为低功率无线设备的改进操作提供保证。现有lte规范的一个方面是随机接入。在lte中，与在大多数通信系统中一样，移动终端在其在上行链路（从用户设备ue到基站）中尚未具有专用资源的情况下，可能需要经由enodeb（用于lte基站的3gpp术语）来联系网络。为了处置上述情形，随机接入规程是可用的，由此没有专用上行链路资源的ue可向基站传送信号。在由用于lte的3gpp规范所定义的过程中，这个规程的第一消息（msg1或前导码）在对于随机接入预留的特殊资源（物理随机接入信道（prach））上被传送。这个信道在时间和频率上受限，如图1中所示。对于prach传送可用的资源被作为广播的系统信息的一部分或者在一些情况下（诸如在切换情况下）作为专用无线电资源控制（rrc）信令的一部分标识给移动终端。在lte中，出于多种不同原因使用随机接入规程。这些原因当中有：·初始接入，针对处于lte_idle或lte_detached状态中的ue；·即将发生的切换；·上行链路重新同步；·调度请求，针对未被分配用于联系基站的任何其它资源的ue；以及·定位。为了保持正交频分多址（ofdma）或单载波频分多址（sc-fdma）系统中的不同用户设备（ue-用于无线电接入终端的3gpp术语，包含蜂窝电话和机器对机器无线电装置）之间的正交性，每个ue信号的到达时间需要在ofdm或sc-fdma信号的循环前缀（cp）内。将被领会到，
背景技术：
中的术语循环前缀指的是用符号结尾的重复来给ofdm符号加前缀。循环前缀充当防护间隔，以便从先前符号中消除符号间干扰。还允许信道的线性卷积被建模为循环卷积，这在频域中能用离散傅里叶变换执行。这个频域处理简化了lte接收器中的解调过程。lte随机接入能是基于争用的或无争用的。基于争用的随机接入规程由四个步骤构成，如图2中所图示的。要指出，仅第一步骤涉及对于随机接入专门设计的物理层处理，而剩余三个步骤遵循在上行链路和下行链路数据传送中使用的相同物理层处理。enodeb能指令ue通过物理下行链路控制信道（pdcch）执行基于争用的随机接入。ue通过随机选择对于基于争用的随机接入可用的其中一个前导码来启动随机接入规程。ue然后将选择的随机接入前导码在prach上传送到无线电接入网（ran）中的enodeb，在图2中显示为步骤1。ran通过传送随机接入响应而确认它检测到的任何前导码，响应包含要在上行链路共享信道上使用的初始准予、用于ue的临时小区无线电网络临时标识（c-rnti）以及时间对准（ta）更新。ta更新基于由enodeb在prach上测量的前导码的定时偏移。随机接入响应在下行链路中传送到ue（步骤2），并且其对应的pdcch消息循环冗余码（crc）用随机接入无线电网络临时标识符（ra-rnti）加扰。在接收到随机接入响应之后，ue使用准予将消息传送回到ran（步骤3）。这个消息部分地用于触发rrc的建立，并且部分地用于在小区的公共信道上唯一标识ue。在随机接入响应中提供给ue的定时提前命令被应用于在传送回ran的消息中的ul传送中。enodeb能通过发送将其crc用临时小区无线电网络临时标识符（tc-rnti）加扰的ul准予来改变指配用于传送步骤3的这个消息的资源块。该规程结束于ran解决对于多个ue同时传送相同前导码的情况可能已经发生的任何前导码争用。这能发生在每个ue随机选择何时传送以及使用哪个前导码之时。如果多个ue同时在随机接入信道（rach）上对于传送选择相同前导码，则在这些ue之间将存在争用。ran使用争用解决消息来解决这种争用，正如在图2中的步骤4所看到的。由enodeb传送的用于争用解决方案的这个消息将其pdcchcrc用c-rnti加扰（如果ue之前具有指配的c-rnti的话）。如果ue不具有之前指配的c-rnti的话，则其pdcchcrc用tc-rnti加扰。图3中图示了其中争用发生的情形，其中两个ue同时传送相同前导码p5。第三ue同时还传送随机接入前导码，但是由于它用不同的前导码p1传送，因此在这个ue与其它两个ue之间没有争用。对于无争用随机接入，ue使用由基站指配的预留前导码。在此情况下，不需要争用解决方案，并且从而仅要求图2的步骤1和步骤2。基于非争用的随机接入或无争用的随机接入能由enodeb发起，例如以使ue实现上行链路中的同步。enodeb或者通过发送pdcch指令或者在rrc消息中指示它来发起基于非争用的随机接入。在切换的情况下使用这两种方法中的后者。在图4中图示了用于ue执行无争用的随机接入的规程。与基于争用的随机接入一样，随机接入响应在下行链路中被传送到ue，并且其对应的pdcch消息crc用ra-rnti加扰。ue考虑在它已经成功接收到随机接入响应之后成功完成的争用解决方案。对于无争用的随机接入，与对于基于争用的随机接入一样，随机接入响应含有定时对准值。这使enodeb能够根据ue传送的前导码设置初始/更新定时。当前关于所谓的网络化社交和物联网(iot)进行的努力与对蜂窝网络的新要求关联，例如关于装置成本、电池寿命和覆盖。为了压低预期变得无处不在的小无线装置的装置和模块成本，使用具有集成功率放大器（pa）的片上系统(soc)解决方案是高度值得期望的。然而，当前可行的是，当被放大的功率被集成到soc时，现有技术的pa技术仅允许大约20-23dbm传送功率。对来自soc解决方案的输出功率的这个约束限制了上行链路覆盖，这与在用户终端与基站之间允许多少路径损耗相关。另外，为了最大化由集成pa可实现的覆盖，有必要减少pa回退。当通信信号具有非统一的峰值对平均功率比（papr）时，即，当通信信号不是恒定包络信号时，需要pa回退。为了避免当放大非恒定包络信号时来自pa的带外发射和杂散信号，pa必须操作在其线性操作区域或者在线性操作区域附近，即，它必须从其高效率、非线性操作区域“回退”。papr越高，所要求pa回退越高。因为pa回退越高引起的pa效率越低，因此它降低了装置电池寿命时间。从而，对于无线iot技术，设计具有尽可能低的papr的上行链路通信信号对于实现针对iot装置的关于装置成本、电池寿命和覆盖的性能目标是至关重要的。技术实现要素：当前，3gpp正在标准化窄带iot(nb-iot)技术。存在来自现有lte生态系统（供应商和运营商）的对于将现有lte规范演进成包含期望nb-iot特征的强大支持。这由面向市场时间考虑因素所推动，因为基于lte的nb-iot解决方案能在较短的时间帧中被标准化和开发。nb-iot的领先候选方案是基于lte的nb-lte解决方案。lte上行链路（移动站到基站的传送）基于用于上行链路数据和控制信道的单载波频分多址（sc-fdma）调制。对于随机接入前导码传送，使用zadoff-chu信号。这些信号都没有良好的papr性质。为了解决这个问题，本文公开了新的随机接入前导码信号。这个信号对于nb-iot的物理随机接入信道（prach）是适当的。新prach信号实现了0dbpapr，并且从而消除了对于pa回退的需要，并且最大化pa效率。新prach信号与使用sc-fdma和/或正交频分多址（ofdma）用于传送上行链路数据和控制信道信号兼容，因为新prach信号在任何给定ofdm符号间隔中看起来像仅占用单个副载波的ofdm信号。要指出，对于单个副载波信号，ofdm信号与对应sc-fdma信号一样。因为新prach信号实现了0dbpapr，因此它消除了对于pa回退的需要，并且最大化pa效率。从而，它最大化prach覆盖和电池效率。新prach信号与sc-fdma和正交频分多址（ofdma）兼容。从而，它能容易地使用现有sc-fdma或ofdma信号生成器实现。这减少了开发成本和面向市场时间二者。根据一些实施例，用户设备中的方法包含：生成包括两个或更多连续前导码符号群的单载波频分多址（sc-fdma）随机接入前导码信号，每个前导码符号群包括占用sc-fdma随机接入前导码信号的单个副载波的循环前缀部分和多个同样符号。进行sc-fdma随机接入前导码信号的生成，使得用于前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第一副载波频率，并且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第二副载波频率。该方法进一步包括传送sc-fdma随机接入前导码信号。在一些情况下，该方法可包含从多个预先确定的前导码配置选择前导码配置，其中选择的前导码配置定义第一副载波频率和第二副载波频率。根据一些实施例，基站中的方法包含：接收射频信号，并在射频信号中检测由第一远程用户设备传送的sc-fdma随机接入前导码信号，其中第一sc-fdma随机接入前导码信号包括两个或更多连续前导码符号群。每个前导码符号群包括占用所述sc-fdma随机接入前导码信号的单个副载波的循环前缀部分和多个同样符号，使得用于所述前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第一副载波频率，并且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第二副载波频率。在一些情况下，所述方法包含：估计对于第一前导码信号的到达时间。根据总结的实施例，在随机接入前导码信号的任何ofdm符号间隔中使用单个副载波信号。在不同的ofdm符号间隔中，可使用不同的副载波（频率）。这能被视为频率跳跃。这能够被使用，确保转变之间的相位连续性（从而，在cp持续时间、标称数据符号持续时间以及在频率中的跳跃距离之间存在关系）。在其它实施例中，在不同prach前导码之间设计正交频率跳跃模式，使得来自不同装置的随机接入前导码信号被正交复用，并且可由接收基站单独检测。根据一些实施例，用户设备包含适配成与另一用户设备通信的无线电收发器以及适配成执行上面描述的用户设备中的方法的一个或更多处理电路。同样，示例基站包括适配成与一个或更多远程用户设备通信的无线电收发器以及适配成执行所描述的基站中的方法的一个或更多处理电路。另外的实施例可包含计算机程序产品和非暂态计算机可读介质，其存储指令，所述指令当由处理电路执行时执行上面描述的实施例的操作。下面描述和图示了用于执行随机接入规程的技术和设备的若干实施例的细节。附图说明图1是图示随机接入前导码传送的图解。图2是图示用于lte中的基于争用的随机接入规程的信令的图解。图3图示了基于争用的随机接入，其中在ue之间存在争用。图4是图示用于lte中的无争用的随机接入规程的空中接口上的信令的图解。图5是图示用于prach的循环前缀、防护周期和前导码序列的图解。图6图示了用于一个ofdm符号的示例prach信号。图7是图示根据一些实施例在多个ofdm符号间隔上的示例prach信号的图解。图8是图示根据一些实施例的两个prach前导码的频率复用的图解。图9图示了根据一些实施例的两个prach前导码（时域信号）的频率复用。图10是图示根据一些实施例是ofdm数据符号持续时间的四分之一的cp持续时间的示例的图解。图11是根据一些实施例配置成执行随机接入规程的用户设备的框图。图12是图示根据一些实施例用于执行随机接入规程的用户设备中的方法的流程图。图13是根据一些实施例配置成发信号通知与随机接入规程有关的信息的网络节点的框图。图14是图示根据一些实施例的随机接入规程的流程图。图15是根据一些实施例用于执行随机接入规程的用户设备的功能实现的框图。图16是根据一些实施例用于接收与随机接入规程有关的报告的网络节点的功能实现的框图。图17图示了上行链路物理信道的复用。图18图示了对于prach格式0和1的前导码长度和副载波间距。图19示出了到达时间估计误差的分布。图20示出了到达时间估计误差的另一分布。具体实施方式现在将在下文参考附图更全面地描述发明概念，附图中显示了发明概念的实施例示例。然而，这些发明概念可用许多不同形式实施，并且不应被解释为局限于本文阐述的实施例。而是，提供这些实施例使得此公开将是详尽且完整的，并向本领域技术人员全面地传达本发明概念的范围。还应指出，这些实施例不是互斥的。来自一个实施例的组件可被默许假定为在另一实施例中存在或被使用。仅为了图示和说明的目的，本文在操作在使用具体无线电接入技术通过无线电通信信道与移动终端（也互换地称为无线终端或ue）通信的ran中的或与之关联的上下文中，描述了本发明概念的实施例。更确切地说，在开发针对nb-iot的规范的上下文中描述了实施例，具体地说,因为它涉及开发对于在当前由e-utran（有时称为演进的umts地面无线电接入网，并且广泛地称为lte系统）使用的频谱中和/或由其使用的设备来进行的nb-iot操作的规范。然而，将领会到，该技术可被应用于其它无线网络，以及e-utran的继承者。从而，本文对使用来自用于lte的3gpp标准的术语的信号的引用应该被理解成更一般地应用于其它网络中具有类似特性和/或目的的信号。要指出，在本文描述的一些实施例中，使用术语“用户设备”和“ue”。正如在本文中所使用的该术语ue，其能够是能通过无线电信号与网络节点或另一ue通信的任何类型的无线装置。在本公开的上下文中，应该理解到，ue可指的是机器对机器（m2m）装置、机器型通信（mtc）装置和/或nb-iot装置，其中在拥有和/或操作装置的个人的意义下，ue没有“用户”。ue也可被称为无线装置、无线电装置、无线电通信装置、无线终端或者简称为终端，除非上下文另有指示，否则使用这些术语中的任何术语都意图包含装置对装置ue、机器型ue或能够进行机器对机器通信的ue、配备有ue的传感器、无线使能的台式计算机、移动终端、智能电话、膝上型嵌入式设备（lee）、膝上型安装式设备（lme）、usb软件狗、无线客户场所设备（cpe）等。在随后的论述中，也可使用术语机器对机器（m2m）装置、机器型通信（mtc）装置、无线传感器和传感器。应该理解到，这些装置是ue，但一般配置成在没有直接人为干预的情况下传送和/或接收数据。在现有lte随机接入设计中，随机接入服务于多个目的，诸如当建立无线电链路时的初始接入、调度请求等。除了别的以外，随机接入的主要目标还要实现上行链路同步，这对于维持lte中的上行链路正交性是重要的。为了保持ofdm或sc-fdma系统中的不同用户设备（ue）之间的正交性，每个ue信号的到达时间需要在ofdm或sc-fdma信号的循环前缀（cp）之内。如在上面
背景技术：
部分中所论述的，循环前缀（cp）用于提供连续符号之间的防护时间，并且特别是在ofdma和/或sc-fdma传送的上下文中，以简化接收器处理。图5图示了cp如何能够被用于形成所有或部分物理随机接入信道（prach）前导码序列的所传送的ofdma/sc-fdma符号。如图5中所示，prach前导码序列由ue在图5中图示的随机接入时间段期间发送。在所图示的示例中，传送具有3.6毫秒的持续时间，其包含400微秒的cp持续时间和3.2毫秒的数据间隔。prach前导码序列不占用整个随机接入段，从而留一些时间作为防护时间，并且还允许循环前缀（cp）间隔。如上面所论述的，3gpp正在定义对于nb-iot的规范，其将支持用于可依赖于电池并且通常将仅发送和接收小量信息的低功率设备的无线通信。值得期望的是，对于nb-iot的规范，在可能的情况下，促进现有设计和技术的再用，并促进在现有lte频谱中的部署。然而，之前存在的lte上行链路（移动台到基站的传送）基于用于上行链路数据和控制信道的单载波频分多址（sc-fdma）调制。对于随机接入前导码传送，使用zadoff-chu信号。然而，这些信号都没有良好的papr性质，这对于低功率并且低成本的装置产生了问题，特别是对于依赖于集成片上系统(soc)系统的那些装置。为了解决这个问题，本文公开了新的随机接入前导码信号。这个信号对于nb-iot的物理随机接入信道（prach）是适当的。新prach信号实现了0dbpapr，并且从而消除了对于pa回退的需要，并且最大化了pa效率。新prach信号与使用sc-fdma和/或正交频分多址（ofdma）用于传送上行链路数据和控制信道信号兼容，因为新prach信号在任何给定ofdm符号间隔中看起来像仅占用单个副载波的ofdm信号。要指出，对于单个副载波信号，ofdm信号与对应的sc-fdma信号完全相同。因为新prach信号实现了0dbpapr，因此它消除了对于pa回退的需要，并且最大化pa效率。从而，它最大化了prach覆盖和电池效率。新prach信号与sc-fdma和正交频分多址（ofdma）兼容。从而，它能容易地使用现有sc-fdma或ofdma信号生成器来被实现。这减少了开发成本和面向市场的时间二者。在图5中，示出了在小区边缘的两个prach前导码传送，其中一个来自于靠近enb（lte术语，用于包含无线电基站功能性的节点）的ue，而另一个来自于远离基站的ue。能看到，这导致相对于在enb接收器中维持的随机接入间隔的在对于所述两个传送的定时中的差异。使用cp允许接收器执行循环卷积（在此示例中使用信号的3.2毫秒部分，以4毫秒随机接入间隔窗口为中心来进行）。enb接收器对于enb附近和小区边缘附近的情况二者将具有类似性能。如较早所论述的，为了最大化pa效率和覆盖，合乎期望的是使prach前导码尽可能靠近恒定包络。恒定包络信号具有0dbpapr，并且不要求pa回退。在下面的描述中，我们将互换地使用prach信号和prach前导码。lte随机接入能是基于争用的或无争用的。基于争用的随机接入规程由四个步骤构成，如图2中所图示的以及上面论述的。要指出，仅第一步骤涉及对于随机接入专门设计的物理层处理，而剩余三个步骤遵循在上行链路和下行链路数据传送中使用的相同物理层处理。对于无争用随机接入，ue使用由基站指配的预留前导码。在此情况下，不需要争用解决方案，并且从而仅要求步骤1和步骤2。下面论述的用于随机接入前导码传送的技术可用在无争用的和基于争用的随机接入规程的任一个或二者中。在图6中示出了根据目前公开的技术的一些实施例在单个ofdm符号间隔期间的示例prach信号。它基本上是单音（单副载波）ofdm信号。根据图6中的示例，副载波间距是2.5khz。然而，本文描述的技术可被应用于任何副载波间距。根据目前公开的技术的一些实施例，prach信号在时间上扩展在多个ofdm符号上，而不是在频率上扩展（与在lte情况下一样）。从而，串接若干ofdm符号（每个符号如在图6中所图示），以形成prach前导码。如将在下面更详细地论述的，在一些实施例中，所生成的随机接入前导码信号包括两个或更多或n个连续前导码符号，在本文中也称为前导码符号群或符号群，其中每个前导码符号群包括多个复制的ofdm符号，并且被形成以产生在所传送随机接入前导码信号中的单音。换言之，每个前导码符号群包括占用sc-fdma随机接入前导码信号的单个副载波的多个同样符号，使得用于所述前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第一副载波频率，并且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第二副载波频率。副载波频率在前导码符号群之间改变，使得对于连续符号群中的第一个符号群的单音对应于第一副载波频率，且对于符号群中的随后一个符号群的单音对应于第二副载波频率。换言之，每个前导码符号群包括占用sc-fdma随机接入前导码信号的单个副载波的多个同样符号，使得用于所述前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第一副载波频率，并且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第二副载波频率。在一些实施例中，副载波频率根据简单模式改变，其中对于每隔一个前导码符号的单音对应于第一副载波频率，并且对于剩余前导码符号的单音对应于第二副载波频率。从而，在这些实施例中，前导码信号在两个副载波频率之间从一个前导码符号群跳到下一个前导码符号群。当然将领会到，其它模式是可能的。如下面所更详细说明的，每一个连续前导码符号可通过多次重复基本ofdm符号而形成。应该理解到，本文所使用的术语符号群可指的是以这种方式形成的前导码符号群；从而，前导码符号不对应于基本ofdm符号，而是改为可包括多个复制的ofdm符号。如上面所指出的，单音ofdm信号也是sc-fdma信号，因此，这些复制的ofdm符号也可被理解成是sc-fdma符号。图7中示出了示例随机接入前导码信号设计。在此示例中，对于任何给定前导码符号间隔，prach前导码在时间上由100个前导码符号构成，并且在频率上占用一个音/副载波（其为2.5khz）。然而，在此示例中，传送在两个毗邻音之间从一个前导码符号群跳到下一个前导码符号群。这种跳被用于能够实现在基站处的满意的到达时间估计性能。如上面所指出的，这个2.5khz只是一示例——其它副载波间距也是可能的。另外，应该明白，所述音不需要是毗邻的——所述跳能越过几个副载波。由于音（副载波）带宽/间距在此示例中是2.5khz，因此根据副载波间距与ofdm符号长度之间众所周知的关系，正常ofdm符号的数据部分的持续时间将是400微秒。为了支持例如高达60km的小区大小，长度400微秒的cp需要适应最大往返路程延迟。400微秒数据部分和400微秒cp的直接传送将导致总资源当中的50%cp开销。为了降低开销，基本ofdm符号被重复四次（在图7中图示的示例中），从而导致1600微秒符号持续时间。ofdm符号的第一拷贝被基站接收器视为cp，而剩余三个拷贝被视为数据。这种设计将cp开销从50%降到25%。基站能连贯地组合符号的三个拷贝，并且由此获得大约4.8db功率增益。为了查看图7中前导码的0dbpapr性质，在不损失一般性的情况下考虑ofdm符号1和符号2，它们能被写为：，其中t=400微秒，并且k是副载波索引，针对具有1/t副载波间距的副载波。在长度4t的每个ofdm符号内，波形具有恒定包络，因为在时间间隔[0,4t]和[4t,8t]内，信号是正弦波。在符号边界，相位差是：因此，发送恒定序列（即，其中x[1]=x[2]，其在所述两个音之间交替）保证相位连续性，并且理论上得出0dbpapr。因为每个prach前导码实际上在任何给定时间仅使用一个2.5khz副载波，因此在频域中能复用不同前导码。例如，图8示出了两个prach前导码的复用。一般而言，m个音能被配置成用于复用m个prach前导码。每个prach前导码在一个ofdm符号间隔期间使用一个音，并且复用模式（例如，如图8中所示）确保没有两个ue在相同ofdm符号间隔期间使用相同音。图8图示了所述两个prach前导码的频域布置。在图9中示出了对应时域信号的示例，其中对于每个前导码信号示出了大约4个前导码符号群的间隔。首先，能看到，在每一个前导码中都保持了相位连续性。其次，能看到，前导码1开始于较低频率正弦波，切换到较高频率正弦波、较低频率正弦波、并且最后再次切换到较高频率正弦波。前导码2开始于较高频率正弦波，切换到较低频率正弦波、较高频率正弦波、并且最后再次切换到较低频率正弦波。这两个前导码彼此正交，如果在基站处它们的差分到达时间在cp间隔内的话。要指出，在这两个图示的示例中，在较低频率正弦波与较高频率正弦波之间存在相位连续性。将领会到，所述两个前导码的低到高和高到低序列可在发送前导码的每一个无线电装置中被预先配置，或者可源自于无线电装置对配置的随机选择。将领会到，目前公开的技术能被一般化成任何cp持续时间，或者在前导码符号群内的cp持续时间与正常数据持续时间之间的任何关系。然而，在频率中的跳跃距离应该被相应地调整，以维持在发生频率音之间转变所处的ofdm符号边界处的相位连续性。这在维持恒定包络性质上是重要的。在图10中给出了示例。在此，副载波间距（音带宽）仍是2.5khz，并且从而，标称数据符号持续时间（t）是1/2500，即400微秒，其在ofdm上下文中暗示2.5khz的副载波间距。如所示，cp是100μs，并且从而是标称数据符号持续时间的四分之一。要指出，ofdm符号持续时间从而是1.25t（cp加数据）。考虑ofdm符号1和2,它们能被写为：，其中t=400μs。在长度1.25t的每个ofdm符号内，波形具有恒定包络。在符号边界，相位差是：因此，发送恒定序列（即，其中x[1]=x[2]，其在相隔4个音的两个副载波之间交替）保证相位连续性，并且理论上得出0dbpapr。图11示出了示例无线电装置，在此图示为ue12，其更一般地可被称为无线终端，并且其能被用在本文描述的其中一个或更多示例实施例中。ue12在一些实施例中可以是配置成用于根据nb-iot的规范的操作的移动装置。ue12包括控制ue12操作的处理电路30。处理电路30（其例如可包括一个或更多微处理器、微控制器、数字信号处理器、专用数字逻辑等）连接到具有关联天线34的接收器或收发器电路32，其被用于从网络2中的基站10接收信号，或者既向网络2中的基站10传送信号又从中接收信号。ue12还包括存储器电路36，其连接到处理电路30，并且存储程序代码和其它信息以及对于ue12的操作所要求的数据。处理电路30和存储器电路36一起也可被称为处理电路，并且在各种实施例中，被适配用于执行本文描述的其中一个或更多基于ue的技术。例如，ue12的处理电路可配置成生成包括两个或更多连续前导码符号群的sc-fdma随机接入前导码信号，每个前导码符号群包括占用所述sc-fdma随机接入前导码信号的单个副载波的循环前缀部分和多个同样符号，使得用于所述前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第一副载波频率，并且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第二副载波频率。ue12的处理电路进一步配置成传送随机接入前导码信号。如在上面描述的示例中所论述的，用于前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第一副载波频率，并且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第二副载波频率。在一些实施例中，前导码符号群的每隔一个群对应于所述第二副载波频率，并且剩余前导码符号群中的每一个群对应于所述第一副载波频率。不管实现如何，ue12的处理电路配置成执行如图12中所示的方法1200。如在框1220所示的，方法1200包含生成包括两个或更多连续前导码符号群的sc-fdma随机接入前导码信号，每个前导码符号群包括占用所述sc-fdma随机接入前导码信号的单个副载波的循环前缀部分和多个同样符号，使得用于所述前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第一副载波频率，并且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第二副载波频率；在一些实施例中，前导码符号群中的每隔一个群对应于所述第二副载波频率，并且剩余前导码符号群中的每一个群对应于所述第一副载波频率。方法1200还包含传送随机接入前导码信号，如在框1230所示的。在一些情况下，方法1200可包含从多个预先确定的前导码配置中选择前导码配置，其中选择的前导码配置定义第一和第二副载波频率，如在框1210所示的，并且其中使用选择的前导码配置生成sc-fdma随机接入前导码信号。在一些实施例中，这个选择可随机地被执行。在一些实施例中，所有前导码符号群具有相同复振幅。在一些实施例中，第一副载波频率和第二副载波频率被选择成使得能够实现在前导码符号之间的边界处的相位连续性。然后生成前导码符号群，以便提供在前导码符号群之间的边界处的相位连续性。在一些实施例中，第二副载波频率毗邻第一副载波频率。在这些实施例中的一些实施例中以及在其它实施例中，循环前缀部分的长度与每一个所述同样符号的长度相同，并且循环前缀部分与每一个所述同样符号是一样的。在其它实施例中，循环前缀部分的长度是每一个所述同样符号的长度的四分之一。在一些实施例中，每个前导码符号群具有1600微秒的总长度。在一些实施例中，每个前导码符号群中的所述多个同样符号由三个同样符号构成。图13示出了另一示例无线电装置，在此情况下图示了配置成从ue12接收随机接入前导码信号的网络节点，诸如基站10。在下面的一些实施例的描述中，使用术语“无线电网络节点”或简称“网络节点”或“nw节点”。这些术语指的是在无线通信网络的固定部分中的任何种类的网络节点，诸如基站、无线电基站、基站收发信台、基站控制器、网络控制器、演进的节点b（enodeb或enb）、节点b、中继节点、定位节点、e-smlc、位置服务器、转发器、接入点、无线电接入点、远程无线电单元（rru）、远程无线电头端（rrh）、多标准无线电（msr）无线电节点诸如分布式天线系统（das）中的msr基站节点、son节点、o&m、oss或mdt节点、核心网络节点、mme等。如能从这些示例中所看到的，术语无线通信网络的“固定部分”意在指不同于接入终端的无线网络部分，即，由ue、nt-iob装置等通过无线电链路接入的网络部分，并且不意在排除在给定情形下能够移除一个或更多元件的可能性。图13示出了能在本文描述的其中一些示例实施例中使用的基站10（例如enb）。将领会到，尽管宏enb实际上在大小和结构上将与微enb不一样，但为了图示目的，基站10被假定成包含类似组件。从而，不管基站10对应于宏基站还是微基站，它都包括控制基站10操作的处理电路40。处理电路40（其可包含一个或更多微处理器、微控制器、数字信号处理器、专用数字逻辑等）连接到具有关联天线44的收发器电路42，其用于向网络中的ue12传送信号并从中接收信号。基站10还包括存储器电路46，存储器电路46连接到处理电路40，并存储程序和其它信息以及对于基站10操作所要求的数据。处理电路40和存储器电路46一起也可被称为处理电路，并且在各种实施例中，被适配用于执行下面描述的其中一个或更多基于网络的技术。基站10还包含用于允许基站10与其它基站10交换信息（例如经由x2接口）的组件和/或电路48以及用于允许基站10与核心网络中的节点交换信息（例如经由s1接口）的组件和/或电路49。将领会到，用于在其它类型网络（例如utran或宽带码分多址或wcdmaran）中使用的基站将包含与图13中示出的组件类似的组件，以及用于能够实现与那些类型网络中的其它网络节点（例如其它基站、移动管理节点和/或核心网络中的节点）通信的适当接口电路48、49。基站10的处理电路配置成接收射频信号，并在射频信号中检测由第一远程无线电装置传送的第一sc-fdma随机接入前导码信号。第一sc-fdma随机接入前导码信号包括两个或更多连续前导码符号（其也可被称为前导码符号群），每个前导码符号群包括占用所述sc-fdma随机接入前导码信号的单个副载波的循环前缀部分和多个同样符号，使得用于所述前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第一副载波频率，并且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第二副载波频率。在一些实施例中，前导码符号群的每隔一个群对应于所述第二副载波频率，并且剩余前导码符号群的每一个群对应于所述第一副载波频率。在一些情况下，处理电路配置成估计对于第一前导码信号的到达时间。不管实现如何，基站10的处理电路还配置成执行如图14中所示的方法1400。方法1400包含接收射频信号（框1410）。方法1400还包含在所述射频信号中检测由第一远程无线电装置传送的第一sc-fdma随机接入前导码信号（框1420）。第一随机接入前导码信号包括两个或更多连续前导码符号群，每个前导码符号群包括占用所述sc-fdma随机接入前导码信号的单个副载波的循环前缀部分和多个同样符号，使得用于所述前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第一副载波频率，且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第二副载波频率。再次，在一些实施例中，前导码符号群的每隔一个群对应于所述第二副载波频率，并且剩余前导码符号群的每一个群对应于所述第一副载波频率。可选地，方法1400包含：估计对于第一sc-fdma随机接入前导码信号的到达时间（框1430）——这例如可用于执行上行链路同步。在一些实施例中，所有前导码符号群具有相同复振幅。另外，第一副载波频率和第二副载波频率可被选择成能够实现在前导码符号群之间的边界处的相位连续性，其中检测到的前导码符号在前导码符号群之间的边界处具有相位连续性。在一些实施例中，第二副载波频率毗邻第一副载波频率。在一些实施例中，循环前缀部分的长度与每一个所述同样符号的长度相同，并且循环前缀部分与每一个所述同样符号是一样的。在其它实施例中，循环前缀的长度是每一个所述同样符号的长度的四分之一。在一些实施例中，每个前导码符号群具有1600微秒的总长度；在一些实施例中，每个前导码符号群中的所述多个同样符号由三个同样符号构成。如上面所论述的，可在频域中交织不同随机接入前导码信号，使得基站可对它们彼此进行区分。相应地，方法1400的一些实施例可进一步包括：在射频信号中检测由第二远程用户设备传送的第二sc-fdma随机接入前导码信号，其中第二sc-fdma随机接入前导码信号包括两个或更多连续前导码符号群，每个前导码符号群包括占用所述sc-fdma随机接入前导码信号的单个副载波的循环前缀部分和多个同样符号，使得用于前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第三副载波频率，并且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第四副载波频率。在这些实施例中，第二sc-fdma随机接入前导码信号的所述两个或更多连续前导码符号群可至少部分交叠第一sc-fdma随机接入前导码的所述两个或更多连续前导码符号群，并且第一副载波频率可等于第四副载波频率，或者第二副载波频率可等于第三副载波频率，或上述二者。应该理解，在图12和14中图示的方法1200和1400是上面更全面描述的技术的示例。这些方法中的每种方法可根据所论述的任何变形和细节进行修改。在图12和14中图示的方法及其变形可在适当时使用在图11和13中图示的处理电路实现，其中处理电路例如用存储在存储器电路36和/或46中的适当程序代码配置成执行上面描述的操作。虽然这些实施例中的一些基于编程的微处理器或其它编程的处理元件，但将领会到，并不是所有这些技术的步骤都一定在单个微处理器中或甚至是单个模块中被执行。目前公开的技术的实施例进一步包含用于在无线终端中应用的计算机程序产品以及用于在基站设备或其它网络节点设备中应用的对应计算机程序产品。此程序代码或计算机程序指令也可被存储在能指导计算机或其它可编程数据处理设备以具体方式运作的有形计算机可读介质中，使得存储在计算机可读介质中的指令产生包含实现在框图和/或流程图框或多个框中规定的功能/动作的指令的制品。因而，本发明概念的实施例可体现于硬件和/或运行在处理器（诸如数字信号处理器）上的软件（包含固件、常驻软件、微代码等），它们可被统称为“电路”、“模块”或其的变形。将进一步领会到，上面描述的实施例的各个方面也能被理解为由功能“模块”实行，功能模块可以是在适当处理器电路、硬编码的数字电路和/或模拟电路或者它们的适当组合上执行的程序指令。例如，图15图示了如在ue12中例如可基于处理电路30和存储器电路36实现的示例功能模块或电路架构。所图示的实施例至少功能上包含用于生成随机接入前导码信号的信号生成模块1502。该实现还包含用于传送随机接入前导码信号的传送模块1504。所生成的随机接入信号包括两个或更多连续前导码符号群，每个前导码符号群包括占用所述sc-fdma随机接入前导码信号的单个副载波的循环前缀部分和多个同样符号，使得用于所述前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第一副载波频率，并且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第二副载波频率。在一些实施例中，前导码符号群的每隔一个群对应于所述第二副载波频率，并且剩余前导码符号群的每一个群对应于所述第一副载波频率。图16图示了如在网络节点（诸如基站10）中例如可基于处理电路40和存储器电路46实现的示例功能模块或电路架构。所图示的实施例至少功能上包含用于接收射频信号的接收模块1602。该实现还包含用于在射频信号中检测由第一远程无线电装置传送的第一sc-fdma随机接入前导码信号的检测模块1604。第一随机接入前导码信号包括两个或更多连续前导码符号群，每个前导码符号群包括占用所述sc-fdma随机接入前导码信号的单个副载波的循环前缀部分和多个同样符号，使得用于所述前导码符号群中的至少一个符号群的单个副载波对应于第一副载波频率，并且用于所述前导码符号群中的紧随其后的一个符号群的单个副载波对应于第二副载波频率。在一些实施例中，例如，前导码符号群的每隔一个群对应于所述第二副载波频率，并且剩余前导码符号群的每一个群对应于所述第一副载波频率。得益于在前面的描述和关联的附图中所呈现的教导的本领域技术人员将想到对所描述的实施例的修改和其它变形。因此，要理解到，实施例不限于所公开的特定示例，并且修改和其它变形也旨在被包含于此公开的范围内。尽管本文可采用特定术语，但它们仅是在一般和描述性的意义上使用，而不是为了限制目的。下面列出了示例实施例。应该理解到，这些仅是示例；其它实施例和所列出实施例的变形根据上面提供的详细描述将是显而易见的。示例实施例上面描述的技术和设备的实施例包含但不限于如下枚举的示例。示例1：一种在无线电装置中的方法，所述方法包括：生成随机接入前导码信号；以及传送随机接入前导码信号；其中生成随机接入前导码信号包括串接n个前导码符号，每个前导码符号包括单音，其中对于每隔一个前导码符号的单音对应于第一副载波频率，并且对于剩余前导码符号的单音对应于第二副载波频率。示例2：示例1的方法，其中所有前导码符号都具有相同复振幅，其中第一副载波频率和第二副载波频率被选择成使得在前导码符号之间的边界处能够实现相位连续性，并且其中前导码符号被生成使得在前导码符号之间的边界处提供相位连续性。示例3：示例1或2的方法，其中每个前导码符号具有循环前缀部分和随后数据部分，循环前缀部分具有第一长度，并且是随后数据部分的结尾部分的复制。示例4：示例3的方法，其中随后数据部分由循环前缀部分的三个同样拷贝构成。示例5：示例4的方法，其中每个前导码符号具有1600微秒的总长度，并且第一副载波和第二副载波频率相差2500hz。示例6：示例3的方法，其中随后数据部分具有第二长度，第二长度是第一时间的四倍。示例7：示例6的方法，其中每个前导码符号具有500微秒的总长度，并且其中第一副载波和第二副载波频率相差10khz。示例8：示例1-7中任一示例的方法，其中n=100。示例9：示例1-8中任一示例的方法，所述方法进一步包括：从多个预先确定的前导码配置中选择前导码配置，其中选择的前导码配置定义第一副载波频率和第二副载波频率。示例10：一种在无线电装置中的方法，所述方法包括：接收射频信号；以及在所述射频信号中检测由第一远程无线电装置传送的第一随机接入前导码信号，其中第一随机接入前导码信号包括n个串接的前导码符号，每个前导码符号包括单音，其中对于n个前导码符号的每隔一个前导码符号的单音对应于第一副载波频率，并且对于剩余前导码符号的单音对应于第二副载波频率。示例11：示例10的方法，其中所有前导码符号具有相同复振幅，其中第一副载波频率和第二副载波频率被选择成使得在前导码符号之间的边界处能够实现相位连续性，并且其中检测到的前导码符号在前导码符号之间的边界处具有相位连续性。示例12：示例10或11的方法，其中每个前导码符号具有循环前缀部分和随后数据部分，循环前缀部分具有第一长度，并且是随后数据部分的结尾部分的复制。示例13：示例12的方法，其中随后数据部分由循环前缀部分的三个同样拷贝构成，并且其中检测第一随机接入前导码信号包括在每个前导码符号中连贯地组合三个连续间隔。示例14：示例13的方法，其中每个前导码符号具有1600微秒的总长度，并且第一副载波和第二副载波频率相差2500hz。示例15：示例12的方法，其中随后数据部分具有第二长度，第二长度是第一时间的四倍。示例16：示例15的方法，其中每个前导码符号具有500微秒的总长度，并且其中第一副载波和第二副载波频率相差10khz。示例17：示例10-16中任一示例的方法，其中n=100。示例18：示例10-17中任一示例的方法，所述方法进一步包括：估计对于第一前导码信号的到达时间。示例19：示例10-18中任一示例的方法，进一步包括：在射频信号中检测由第二远程无线电装置传送的第二随机接入前导码信号，其中第二随机接入前导码信号包括n个串接的前导码符号，第二随机接入前导码信号的每个前导码符号包括单音；其中对于第二随机接入前导码的n个前导码符号的每隔一个前导码符号的单音对应于第三副载波频率，并且对于第二随机接入前导码的剩余前导码符号的单音对应于第四副载波频率；其中第二随机接入前导码的n个前导码符号至少部分交叠第一随机接入前导码的n个前导码符号；并且其中所述第一副载波频率等于所述第四副载波频率，或者所述第二副载波频率等于所述第三副载波频率，或上述二者。示例20：一种无线电装置，包括适配成与另一无线电装置通信的无线电收发器，并且进一步包括适配成执行示例1-9中任一示例的方法的一个或更多处理电路。示例21：一种无线电装置，包括适配成与另一无线电装置通信的无线电收发器，并且进一步包括适配成执行示例10-19中任一示例的方法的一个或更多处理电路。示例22：一种无线电装置，适配成：通过串接n个前导码符号来生成随机接入前导码信号，每个前导码符号包括单音，其中对于每隔一个前导码符号的单音对应于第一副载波频率，并且对于剩余前导码符号的单音对应于第二副载波频率；以及传送随机接入前导码信号。示例23：一种无线电装置，包括：信号生成模块，用于通过串接n个前导码符号来生成随机接入前导码信号，每个前导码符号包括单音，其中每隔一个前导码符号的单音对应于第一副载波频率，并且剩余前导码符号的单音对应于第二副载波频率模块；以及传送模块，用于传送随机接入前导码信号。示例24：一种无线电装置，适配成：接收射频信号；以及在所述射频信号中检测由第一远程无线电装置传送的第一随机接入前导码信号，其中第一随机接入前导码信号包括n个串接的前导码符号，每个前导码符号包括单音，其中n个前导码符号的每隔一个前导码符号的单音对应于第一副载波频率，并且剩余前导码符号的单音对应于第二副载波频率。示例25：一种无线电装置，包括：接收模块，用于接收射频信号；以及检测模块，用于在所述射频信号中检测由第一远程无线电装置传送的第一随机接入前导码信号，其中第一随机接入前导码信号包括n个串接的前导码符号，每个前导码符号包括单音，其中n个前导码符号的每隔一个前导码符号的单音对应于第一副载波频率，并且剩余前导码符号的单音对应于第二副载波频率。示例26：一种计算机程序产品，包括用于无线电装置中处理器的程序指令，其中所述程序指令配置成当所述程序指令由所述处理器执行时使无线电装置：通过串接n个前导码符号来生成随机接入前导码信号，每个前导码符号包括单音，其中每隔一个前导码符号的单音对应于第一副载波频率，并且剩余前导码符号的单音对应于第二副载波频率；以及传送随机接入前导码信号。示例27：一种非暂态计算机可读介质，包括其上存储的示例26的计算机程序产品。示例28：一种计算机程序产品，包括用于无线电装置中处理器的程序指令，其中所述程序指令配置成以便当所述程序指令由所述处理器执行时使无线电装置：接收射频信号；以及在所述射频信号中检测由第一远程无线电装置传送的第一随机接入前导码信号，其中第一随机接入前导码信号包括n个串接的前导码符号，每个前导码符号包括单音，其中n个前导码符号的每隔一个前导码符号的单音对应于第一副载波频率，并且剩余前导码符号的单音对应于第二副载波频率。示例29：一种非暂态计算机可读介质，包括其上存储的示例28的计算机程序产品。上面已经详细描述了用于生成并接收随机接入前导码的几种方法、装置和系统。本领域普通技术人员将领会到，本公开涵盖的实施例不限于上面描述的具体示范实施例。在这点上，尽管已经示出和描述了说明性实施例，但在前述公开中设想了广泛的修改、改变和置换。要理解，可在不脱离本公开范围的前提下对前述内容做出此类变化。相应地，适当的是，对所附权利要求宽泛地并且以与本公开一致的方式进行解释。下面附有一些另外的非限制示例，其详述其中一些的以上技术，并提供针对它们的应用的某种可能的上下文。介绍在geran#62，批准名为cellularsystemsupportforultralowcomplexityandlowthroughputinternetofthings的新研究项目(wi代码:fs_iot_lc)，以满足蜂窝物联网的需求[1]。该研究对基于非遗留的设计和/或gsm/edge的向后兼容演进二者是开放的。基于窄带lte的解决方案（称为nb-lte）在[2]中被提出和包含，并且现在在ran#69被批准的nb-iot工作项目[3]下正在被调查研究。文档[2]提供了在nb-lte中对随机接入概念的高级别描述，诸如副载波间距和复用。文献[4]提供了有关nb-lte中随机接入信道的更详细描述。在此文献中，我们进一步改进设计，并提供更新的性能演进结果。设计中的主要改变如下。·我们将之前提出的前导码长度491减到251。因此，随机接入信道使用80khz带宽而不是160khz带宽。这有助于改进频谱效率。·我们提出了用于具有164dbmcl的用户的新随机接入设计。新设计理论上具有0db峰值对平均功率比（papr），并且对功率放大器效率有益。随机接入使用和规程在现有lte随机接入设计中，随机接入服务于多种目的，诸如当建立无线电链路时的初始接入、调度请求等。除了别的以外，随机接入的主要目标还要实现上行链路同步，这对于维持lte中的上行链路正交性是重要的。lte随机接入能是基于争用的或无争用的。基于争用的随机接入规程由四个步骤构成，如图2中所图示的（“基于lte争用的随机接入规程[7]”）。要指出，仅第一步骤涉及对于随机接入专门设计的物理层处理，而剩余三个步骤遵循在上行链路和下行链路数据传送中使用的相同物理层处理。对于无争用随机接入，ue使用由基站指配的预留前导码。在此情况下，不需要争用解决方案，并且从而仅要求步骤1和步骤2。在nb-lte中，随机接入规程遵循在lte中的其配对物。由于在nb-lte中减小的带宽，要求对lte物理随机接入信道（prach）设计的较小修订以用于nb-lteprach。然而，该修订仅影响步骤1（随机接入前导码），因为它是涉及随机接入特定物理层处理的唯一步骤。物理随机接入信道设计上行链路资源复用在图17中示出了nb-lte中pusch与prach进行复用的示例（“上行链路物理信道的复用”）。能看到，复用类似于lte。pusch能够在prach时隙中与prach进行频率复用。prach时间-频率资源能由基站配置。该配置取决于诸如随机接入载荷、小区大小等因素。在nb-lte中，可定义三个覆盖类：基本覆盖(144dbmcl)、稳健覆盖(154dbmcl)和极端覆盖(164dbmcl)[2]。相应地，对于不同覆盖类中的用户可使用不同前导码格式（下面要介绍）。不同覆盖类中的用户的并发前导码传送可导致潜在远-近问题。为了减轻这个问题，不同覆盖类中的用户的前导码传送可在nb-lte中被进行时间复用，如图17中所图示。prach格式0和1在此小节中，我们介绍对于prach格式0和1的前导码设计，它们可分别由具有144dbmcl和154dbmcl的用户所使用。前导码设计在nb-lte中，用于pusch的副载波间距例如可以是2.5khz，相比lte15khz副载波间距减小为1/6。在lte中，prach副载波间距是1.25khz，并且前导码是长度839的zadoff-chu序列。因此，总的使用带宽是1.0488mhz（排除了防护带）。对于nb-lteprach设计看似自然的选择是，也将1.25khz副载波间距减小为1/6，并且再用长度839zadoff-chu序列。然而，对于这个设计存在一些问题。首先，经减小的副载波间距是208.3hz，考虑到装置与基站之间的频率偏移和多普勒位移，这个相对小。其次，对于prach的总的使用带宽将是208.3*839=174.8khz，而总的上行链路带宽在nb-lte中是180khz。因此，至多两个2.5khz副载波能用于pusch，或者对于带内部署留作为防护带，并且当pusch与prach被进行频率复用时，在它们之间没有防护带。这可引起干扰问题。对于prach格式0和1，我们提出prach使用80khz带宽。一方面，大副载波间距是合乎期望的，以使前导码传送对载波频率偏移（cfo）和多普勒位移是稳健的。另一方面，较长的基于zadoff-chu序列的前导码是优选的。这是因为通过向基本zadoff-chu序列应用循环位移来导出正交前导码。在lte中，向不同大小范围中的小区应用不同循环位移[6]。对于给定小区大小（给定循环位移），前导码越长，正交前导码越多。对用于prach的80khz带宽，在prach副载波间距与前导码长度之间存在折衷。另外，该选择应该使prach能够在nb-lte中的总体帧结构内很适合。将所有约束条件都考虑进去，提出，对于nb-lteprach，将1.25khzlteprach副载波带宽减少为1/4（312.5hz副载波间距）。最大前导码长度从而是80/0.3125=256。为了促进前导码序列选择，优选素数长度zadoff-chu序列。由于小于256的最大素数是251，因此提出使用长度251zadoff-chu序列作为前导码。总的来说，对于nb-lteprach格式0和1，提出使用映射到312.5hz间隔的副载波的长度251zadoff-chu序列。在图18中示出了所提出的设计（“用于prach格式0和1的前导码长度和副载波间距”）。另外，作为可实行的假定，提出假定与在lte中一样，64个前导码对于nb-lte是可用的。在所述64个前导码之间，每个小区可将它们的子集配置用于无争用的随机接入。prach尺寸设定如上面所提到的，prach时隙持续时间和周期能根据载荷和小区大小进行配置。在这个小节中，我们提供一个此类配置。在312.5hz副载波间距的情况下，前导码序列持续时间是3.2ms。我们提出使用4ms作为基本随机接入段。由于前导码序列持续时间是3.2ms，因此对于循环前缀（cp）和防护时间（gt）有0.8ms资源剩余。为了最大化覆盖，cp被尺寸设定为0.4ms（忽略延迟扩展，其大约是几微秒，并且具有边际影响）。图5（“用于prach格式0和1的循环前缀/防护周期尺寸设定”）图示了所提出的prachcp/gt尺寸设定。如果有必要的话，可以定义更多prach配置（具有不同持续时间、cp或gt）。0.4ms持续时间的cp能寻址高达60km的小区大小，超过了在geran研究中的35km最大小区大小目标[1]。而且，在用于prach前导码生成的256点ifft的情况下，cp大小总计32个样本，使得在基带处理中直接加入cp。尽管在频域中定义前导码，但装置能直接在时域中生成前导码，并且从而能绕过256点ifft操作。基于以上cp/gt尺寸设定，prach格式0和1被分别定义如下。·对于具有144dbmcl的用户，一个prach段足以发送它们的前导码。·对于具有154dbmcl的用户，我们提出重复基本prach段12次。所述格式在表1中被概述。表1：prach格式0和1在此小节中，我们介绍对于prach格式2的前导码设计，其例如可由具有164dbmcl的用户使用。动机是，具有164dbmcl的用户功率受限，并且它们的性能对功率放大器效率敏感。prach格式2的特殊前导码设计理论上具有0dbpapr，并且从而是功率高效的。该设计的基本想法是，在时间上扩展随机接入前导码，而不是在频率上扩展它（与在prach格式0和1中一样）。该设计在图7中被示出（“prach格式2”）。前导码在时间上由100个符号构成，并且在频率上占用一个音（为2.5khz）。然而，从符号到符号，传送在两个毗邻音之间跳跃。该跳越用于能够实现在bs处的令人满意的到达时间估计性能。由于音带宽是2.5khz，因此正常ofdm符号的数据部分的持续时间是400μs。为了支持高达60km的小区大小，我们需要长度400微秒的cp来适应最大往返路程延迟。直接传送将导致总资源当中的50%cp开销。为了减少开销，我们将每个ofdm符号重复4次，从而导致1600μs符号持续时间。ofdm符号的第一拷贝被视为cp，而剩余三个拷贝被视为数据。这种设计将cp开销从50%降到25%。bs能连贯地组合符号的所述三个拷贝，并且获得大约4.8db功率增益。为了查看图7中前导码的0dbpapr性质，在不损失一般性的情况下，让我们考虑ofdm符号1和符号2，它们能被写为：，其中t=400μs。在每个长度4t的ofdm符号内，波形具有恒定包络。在符号边界，相位差是：因此，发送恒定序列（其在所述两个音之间交替）保证相位连续性，并且理论上得出0dbpapr。由于每个前导码实际上仅使用一个2.5khz副载波，因此在频域能复用不同前导码（对比在格式0和1中的cdma类型前导码复用）。例如，图8（“格式2的前导码的频率复用”）示出了两个前导码的复用。一般而言，n3个音能配置用于具有164dbmcl的用户，其中配置能根据业务载荷而变化。在将prach带宽限制到80khz的情况下，n3的最大值是32。prach格式2的设计与nbofdma中的随机接入设计共享某种共性[2]，但在各个方面中存在差异。·共性：两种设计依赖于跳来能够实现令人满意的到达时间估计性能。·差异：○nbofdma中的所述两个cp长度（分别支持高达8km和35km的小区大小）被选择成适应往返路程延迟，而在此单个cp长度被仔细地选择以得出0dbpapr，以及适应对于高达60km的小区大小的往返路程延迟。○nbofdma中的随机接入导频被嵌入在数据符号中，而在此不需要数据传送。而且，在建立上行链路同步之前发送数据能够是成本高的（因为对于大小区大小需要长cp以适应往返路程延迟）。prach格式2在表2中被概述。表2：prach格式2性能评估在此章节中，呈现了模拟结果以评估nb-lteprach设计。所使用的模拟假定基于在[2]中所概括的假定，并且所述模拟假定被概述在表3中。表3：模拟参数覆盖性能对于在接收器处的prach前导码检测，阈值被设置成使得当热噪声被馈送到接收器时，假警报检测率充分地低。基于覆盖类选择不同阈值。模拟已经运行了100,000个实现，以测试假警报率。对于在接收器处的prach格式0和1的前导码检测，如果（1）累计的检测统计的峰值不超过预定阈值，或者（2）当累计的检测统计的峰值超过阈值时，检测的前导码索引不正确，则对误检测计数。对于在接收器处的prach格式2的前导码检测，前导码实际上通过音索引来进行索引，并且从而为bs所知。在此情况下，如果累计的检测统计的峰值不超过预定阈值，则对误检测计数。要指出，当设置阈值时，在假警报率与检测率之间存在折衷。如果阈值高，则假警报率将更低，但bs错过检测传送的前导码的概率将更高（并且从而检测率可下降）。作为参考值，lte规定prach假警报率是0.1%，并且prach检测率是99%[8]。还有，尽管尚未达成协定，但已经存在有关在lteemtc工作中对于15db覆盖扩展将检测率放松到90%的正在进行中的讨论。基本覆盖对于基本覆盖(144dbmcl)中的用户，阈值被设置成使得假警报率在0.1%以下。更准确地说，仅存在一个样本实现，其中累计的检测统计的峰值落在预定阈值以下，如表4中所示。对应的前导码检测率是99.77%。因此，对于基本覆盖中的用户，nb-lte中的前导码传送性能非常好，超过了正常的lte要求。表4：prach格式0的覆盖性能资源前导码数snr（db）mcl（db）假警报率检测率4msx80khz640.91441/100,00099.77%稳健覆盖（tbd）对于稳健覆盖(154dbmcl)中的用户，阈值被设置成使得假警报率在0.1%以下。更准确地说，假警报率是xxx%，如在表5中所示。对应的前导码检测率是xxx%。因此，对于基本覆盖中的用户，lte假警报率要求被维持，同时检测率下降0.88%。表5：prach格式1的覆盖性能资源前导码数snr（db）mcl（db）假警报率(%)检测率(%)12x4msx80khz64-9.11540.23%（要被减少）98.83%极端覆盖对于极端覆盖中的用户，它们使用格式2进行前导码传送。结果在表6中被概述。阈值被设置成使得假警报率大约0.1%。更准确地说，假警报率是0.12%，如在表6中所示。对应的前导码检测率是99.42%。因此，对于这些用户，nb-lte中的前导码传送性能是令人满意的。表6：prach格式2的覆盖性能资源前导码数（音的数量）snr（db）mcl（db）假警报率检测率160msx2.5khzx3232-4.01640.12%（要被减少）99.42%基于假警报和检测率性能，表7概述了nb-lteprach覆盖性能。表7：prach覆盖性能到达时间估计性能除了别的以外，随机接入的主要目标还要实现上行链路同步，这对于维持lte中的上行链路正交性是重要的。为此，接收器（基站）估计来自接收的前导码的到达时间。图19（“到达时间估计误差的分布。蓝曲线：在0.9dbsnr的格式0；红曲线：在-9.1dbsnr的格式1”）分别示出了在0.9db和-9.1db下对于prach格式0和1的到达时间估计误差的分布。结果示出，估计误差在160khz采样率或等同地12.5μs处于2个样本之内。在nb-lte中，最短的cp是28.2μs（将4.7μsltecp扩大6倍）。因此，到达时间估计误差（高达12.5μs）能由cp处置，并且从而，到达时间估计准确性是令人满意的。图20（“到达时间估计误差的分布：在-4dbsnr的格式2”）示出了在-4db下对于prach格式2的到达时间估计误差的分布。相比格式0和1，格式2仅使用2.5khz带宽，这根本上限制了定时估计准确性。图20中的结果示出，估计误差在160khz采样率位于[-4.5,4.5]个样本内或等同地，99%位于[-28.125,28.125]μs。另外，能够使用偏置的定时估计器，使得90%的定时估计在循环前缀范围（其至少具有28.2μs长）内。尽管格式2的定时准确性不像格式0和1那么好，但降级较小，因为（1）仅10%的具有164dbmcl的用户具有在循环前缀范围外的定时误差，并且（2）它们以非常低的snr操作，并且从而它们的性能是功率受限的。另外，它们对其它覆盖类中用户的影响也是较小的，因为（1）具有164dbmcl的用户的接收功率小，并且（2）它们在边缘副载波上被调度。结论此稿件呈现了对于nb-lte的详细更新的prach设计。nb-lteprach的一般设计原理遵循lte的原理，但提出了某些修改以使lteprach设计适配于以大大减小的带宽操作的nb-lte。nb-lteprach设计是灵活的，并且能根据小区大小和系统载荷来被配置。该设计支持60km的小区大小，这超过了本研究设置的35km要求。所呈现的模拟结果示出，该设计能满足164dbmcl目标，并且能够实现在基站处令人满意的到达时间估计。1参考文献：当前第1页12