一种基于失真分量度量DCM的功率回退度量方法及系统与流程

本发明涉及一种基于失真分量度量dcm的功率回退度量方法及系统。

背景技术：

无线通信信号往往存在包络波动性大的问题，如ofdm信号。信号包络波动性大则需要功率放大器(poweramplifier，pa)具有大的线性动态范围，否则，信号进入非线性区域，会引起严重的带外频谱扩展和带内失真。然而，在实际电路设计中一味增大功率放大器的线性范围是不可行的。

对功放输入信号进行一定的功率回退是避免信号进入非线性区域最简单直接的方法，但是，如果功率回退过小，则达不到通信标准中严格限定的系统非线性失真要求；反之，则会使pa效率降低。所以，准确预测所需要的功率回退量非常重要。

预测功放的功率回退量往往需要参考信号动态度量值。此外，基带波形设计中信号动态优化方法也需要准确的信号动态度量准则。因此，使用何种度量方法来度量信号包络动态十分关键。

目前，已有的两种度量手段：峰均功率比(peak-to-averagepowerratio，papr)和立方度量(cubicmetric，cm)。基于假设：信号通过功率放大器后产生的非线性失真随着信号的papr减小而单调减小，papr利用峰值样点来预测信号的功率回退，然而，该假设已被证实不够充分。考虑简化的无记忆功率放大器的立方非线性模型：

y(n)＝g1x(n)+g3x(n)³，

其中，g1和g3分别表示功率放大器线性增益和立方非线性增益，x(n)表示功放输入信号。cm的定义式为：

其中，rcm＝rms[((|x(n)|)/rms[x(n)])³]是输入信号的原始立方度量，rms[·]表示求均方根，rcmref为选取的参考信号的rcm值，h为常数。

从以上定义可知cm利用的是三阶非线性的全部功率来表征信号经过系统后产生的非线性失真进而预测功率回退量。相比于papr，cm被大量实验证明能够更加准确的预测带内失真和带外扩展，且已被3gpp采用。事实上，根据格莱姆-施密特(gram-schmidt)正交化理论，pa的立方非线性模型可分解成：

其中，d(n)是与x(n)正交的失真分量，因子γ保证了线性分量与失真分量之间的正交性。可见，三阶非线性中含有贡献于信号线性放大的部分，排除了线性分量后的d(n)才是影响系统性能的失真分量。因此，用cm来度量系统的非线性失真和信号的功率回退量仍然不够精确。

针对cm的不足，已有研究提出用带外立方度量(out-of-bandcubicmetric，ocm)来预测功放输入信号所需的功率回退量，如申请号为cn201410100963.9的发明专利。ocm利用的是三阶非线性输出的带外失真分量来预测功率回退，而影响系统整体性能的不仅仅是带外失真，还有直接影响信号质量的带内失真。因此，ocm仍然不够准确。此外，ocm只适用于非线性功放输入信号为ofdm调制方式的情况。相比之下，本发明中的dcm度量方法同时考虑了信号带内和带外失真，且不受输入信号调制类型限制。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于失真分量度量dcm的功率回退度量方法及系统，排除三阶非线性中的线性部分，采用三阶非线性功率中影响系统性能的失真分量来预测功率回退量。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种基于失真分量度量dcm的功率回退度量方法，包括功率回退量计算步骤、信号转换步骤和功率回退与放大步骤；

所述的功率回退量计算步骤包括以下子步骤：

s11：输入基带信号，并对所述基带信号进行计算获得dcm度量值，包括以下子步骤：

s111：计算基带信号的平均功率值pav；

s112：计算失真分量功率值pdi；

s113：根据pav值和pdi值计算dcm度量值；

s12：利用所述dcm度量值预测功率放大器的功率回退量；

所述的信号转换步骤包括以下子步骤：

s21：输入基带信号，并对所述基带信号进行da转换；

s22：对完成da转换的信号进行上变频操作；

所述的功率回退与放大步骤包括以下子步骤：

s31：将信号转换步骤得到的信号按照功率回退量计算步骤得到的功率回退量进行功率回退；

s32：将功率回退后的信号输入功率放大器进行放大。

步骤s111中平均功率值pav的计算公式如下：

式中，x(n)表示基带离散时域信号，n表示信号采样点数，e[·]表示求期望，n＝0,1,...,n-1。

步骤s112中失真分量功率值pdi的计算公式如下：

步骤s112中dcm度量值的计算公式如下：

步骤s12中利用所述dcm度量值预测功率放大器的功率回退量的计算公式如下：

pbo＝k1×dcm+k2(db)；

式中，k1和k2分别对应预测参量和偏移常量。

一种基于失真分量度量dcm的功率回退度量系统，包括：

功率回退度量计算模块：用于对输入的基带信号进行计算预测功率放大器的功率回退量，包括：

平均功率值pav计算单元：用于计算输入的基带信号的平均功率值pav；

失真分量功率值pdi计算单元：用于根据平均功率值pav计算失真分量功率值pdi；

dcm度量值计算单元：用于根据pav值和pdi值计算dcm度量值；

功率回退量计算单元：用于根据所述dcm度量值预测功率放大器的功率回退量；

信号转换模块：用于对输入的基带信号进行da转换以及上变频操作；

功率回退与放大模块：将信号转换模块得到的信号按照功率回退度量计算模块得到的功率回退量进行功率回退后，输入功率放大器进行放大。

平均功率值pav计算单元的计算公式如下：

式中，x(n)表示基带离散时域信号，n表示信号采样点数，e[·]表示求期望，n＝0,1,...,n-1。

失真分量功率值pdi计算单元的计算公式如下：

dcm度量值计算单元的计算公式如下：

功率回退量计算单元的计算公式如下：

pbo＝k1×dcm+k2(db)；

式中，k1和k2分别对应预测参量和偏移常量。

本发明的有益效果是：排除三阶非线性中的线性部分，采用三阶非线性功率中影响系统性能的失真分量来预测功率回退量。利用三阶输出的失真分量来表征信号的包络波动特性，更加准确地预测所需的功率回退量。同时，由于该度量方法能够更加准确的表征功率回退量，用作信号动态降低准则具有更高的可靠性。与传统papr和cm度量方法相比，可以更加准确地预测功率放大器pa所需的功率回退量，作为信号优化准则具有更好的可靠性。

附图说明

图1为本发明方法流程图；

图2为本发明系统框图；

图3为实施例中的实验装置框图；

图4为系统aclr＝35dbc时，作出了斜率为1的直线的功率回退量与papr增量的关系示意图；

图5为系统aclr＝35dbc时，作出了拟合线的功率回退量与papr增量的关系示意图；

图6为系统aclr＝35dbc时，作出了拟合线的功率回退量与rcm增量的关系示意图；

图7为系统aclr＝35dbc时，作出了拟合线的功率回退量与dcm增量的关系示意图；

图8为系统evm＝10％时，作出了斜率为1的直线的功率回退量与papr增量的关系示意图；

图9为系统evm＝10％时，作出了拟合线的功率回退量与papr增量的关系示意图；

图10为系统evm＝10％时，作出了拟合线的功率回退量与rcm增量的关系示意图；

图11为系统evm＝10％时，作出了拟合线的功率回退量与dcm增量的关系示意图；

图12为aclr＝35dbc时功率预测误差分布直方图；

图13为系统evm＝10％时功率预测误差分布直方图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案：

如图1所示，一种基于失真分量度量dcm的功率回退度量方法，包括功率回退量计算步骤、信号转换步骤和功率回退与放大步骤；

所述的功率回退量计算步骤包括以下子步骤：

s11：输入基带信号，并对所述基带信号进行计算获得dcm度量值，包括以下子步骤：

s111：计算基带信号的平均功率值pav，步骤s111中平均功率值pav的计算公式如下：

式中，x(n)表示基带离散时域信号，n表示信号采样点数，e[·]表示求期望，n＝0,1,...,n-1。

s112：计算失真分量功率值pdi，步骤s112中失真分量功率值pdi的计算公式如下：

此步骤排除三阶非线性中的线性部分，采用三阶非线性功率中影响系统性能的失真分量来进一步计算功率回退量。

s113：根据pav值和pdi值计算dcm度量值，步骤s112中dcm度量值的计算公式如下：

s12：利用所述dcm度量值预测功率放大器的功率回退量，步骤s12中利用所述dcm度量值预测功率放大器的功率回退量的计算公式如下：

pbo＝k1×dcm+k2(db)；

式中，k1和k2分别对应预测参量和偏移常量。

所述的信号转换步骤包括以下子步骤：

s21：输入基带信号，并对所述基带信号进行da转换；

s22：对完成da转换的信号进行上变频操作；

所述的功率回退与放大步骤包括以下子步骤：

s31：将信号转换步骤得到的信号按照功率回退量计算步骤得到的功率回退量进行功率回退；

s32：将功率回退后的信号输入功率放大器进行放大。

基于上述方法的实现，如图2所示，本实施例还提供了一种基于失真分量度量dcm的功率回退度量系统，包括：

功率回退度量计算模块：用于对输入的基带信号进行计算预测功率放大器的功率回退量，包括：

平均功率值pav计算单元：用于计算输入的基带信号的平均功率值pav；

失真分量功率值pdi计算单元：用于根据平均功率值pav计算失真分量功率值pdi；

dcm度量值计算单元：用于根据pav值和pdi值计算dcm度量值；

功率回退量计算单元：用于根据所述dcm度量值预测功率放大器的功率回退量；

信号转换模块：用于对输入的基带信号进行da转换以及上变频操作；

功率回退与放大模块：将信号转换模块得到的信号按照功率回退度量计算模块得到的功率回退量进行功率回退后，输入功率放大器进行放大。

对应地，平均功率值pav计算单元的计算公式如下：

式中，x(n)表示基带离散时域信号，n表示信号采样点数，表示求期望，n＝0,1,...,n-1。

对应地，失真分量功率值pdi计算单元的计算公式如下：

对应地，dcm度量值计算单元的计算公式如下：

对应地，功率回退量计算单元的计算公式如下：

pbo＝k1×dcm+k2(db)；

式中，k1和k2分别对应预测参量和偏移常量。

为了验证所提方法及系统的可靠性，本实施例采用了多种不同的信号(包括lte信号、wlan信号、mc-cdma信号)、调制方式(m-qam，m＝4,16,64)和子载波数(n＝64,256)进行实验。特别地，本实施例采用ofdm信号，qpsk调制，64个子载波以及4倍过采样进行说明。

如图3所示，我们采用的实验装置，包括计算机、信号发生器、信号分析器、信号衰减器以及功率放大器，其中信号发生器的型号为agilente4438c，信号分析器的型号为keysightn9020b，功率放大器参数：饱和功率值为33dbm，增益为26db。计算机与信号发生器相连，功率放大器的两端分别与信号发生器以及信号衰减器相连，信号衰减器的输出端作为信号分析仪的输入。

实验中采用了两种系统性能指标：邻道泄露比(adjacentchannelleakageratio，aclr)和误差矢量幅度(errorvectormagnitude，evm)，分别作为输入信号的功率大小所满足的性能指标。

以aclr＝35dbc和evm＝10％作为系统性能指标进行实验，包括以下步骤：

s41：计算机随机产生50帧ofdm符号，分别计算并记录每一帧信号的dcm值，papr以及rcm值。

s42：将信号输入图2所示的射频功放pa中，观测图2中信号分析仪中的性能指标aclr或evm，并扫描信号发生器中信号的输入功率，当aclr＝35dbc或evm＝10％时，记录下此时信号的输入功率记为pin。

s43：在这50帧ofdm符号中，选择包络起伏最小的一帧ofdm符号作为参考来研究功率回退量与不同度量方式的关系。令pin,1和pin,i，i＝2,3,...,50分别表示参考符号和其他49帧符号的输入功率。类似地，令m1和mi，i＝2,3,...,50分别表示这些符号的度量值(papr、rcm和dcm)。那么，各帧信号相对参考信号的功率回退量表示为pin,1-pin,i，i＝2,3,...,50，度量增量表示为mi-m1，i＝2,3,...,50。理想情况下，有pin,1-pin,i＝μ(mi-m1)，i＝2,3,...,50，且μ是常数。这表明理想度量方法预测功率回退量没有误差。实际上，如果度量增量和功率回退量之间的线性关系越好，那么采用该度量方法预测功率回退量就会越准确。

图4绘制了当系统aclr＝35dbc时，功率回退量与papr增量的关系并作出来了斜率为1的直线(此直线对应于工程中常用预测回退方法：输入信号papr值为多少db即回退多少db)，图5、图6、图7分别绘制了功率回退量与papr、rcm、dcm增量的关系，并依照数据作出了线性拟合直线。图4、图5、图6、图7所对应的均方根误差(root-mean-squareerrorsrmse)分别是3.0492、0.3354、0.2703和0.1907。可以看出，dcm所对应的rmse最小，rcm次之，papr最大。

图8绘制了当系统evm＝10％时，功率回退量与papr增量的关系并作出来了斜率为1的直线，图9、图10、图11分别绘制了功率回退量与papr、rcm、dcm增量的关系，并依照数据作出了线性拟合直线。图8、图9、图10、图11所对应的均方根误差(root-mean-squareerrorsrmse)分别是2.3028、0.2847、0.2497和0.1266。可以看出，dcm所对应的rmse最小，rcm次之，papr最大。

为了进一步说明所述方法的可靠性，我们给出了不同方法在预测功率回退量时的误差分布直方图。图12是当系统aclr＝35dbc时，功率回退预测误差分布直方图。图13是当系统evm＝10％时，功率回退预测误差分布直方图。从两个图均可看出dcm的误差分布0处更高，且分布更紧，rcm次之，papr最低。

根据实验结果，可以看出本发明提出的基于失真分量度量dcm的度量方法可以更加准确的预测pa所需的功率回退量。