低复杂性、低功率且长距的无线电接收机的制作方法

本发明在实施例中与数字无线电接收机领域相关，并特别地与针对数字合成的啁啾（chirp）扩频信号的无线电接收机相关。

背景技术：

欧洲专利申请ep2449690描述了在调制时使用数字合成的啁啾符号并且使用基于适当fft的接收机的通信系统。

各种射频电路中的啁啾生成是已知的，例如us6549562描述了用于生成经调制的啁啾信号的方法，而ep0952713示出了基于啁啾信号的同步过程。

除了别的之外，us6940893和us6614853也描述了通过将脉冲信号传递通过波散滤波器来生成和使用啁啾信号，以及基于其的通信方案。

本领域中已知的其它参考文献描述了在调制时使用数字合成的啁啾符号并且使用基于适当fft的接收机的通信系统。欧洲专利申请ep2763321除了别的之外还描述了一个这样的调制方法，其中信号的相位基本上是连续的，并且以以便允许发射机与接收机节点之间的同步以及确定它们之间的传播距离的方式将啁啾嵌入在数据帧中。该调制方案被用在semtech公司的长距lora™rf技术中，并且将在本文档的下文中简称为“lora”。

ep2767847涉及允许估计无线链路的端点之间的距离的lora协议的变体。

然而，经啁啾调制的无线电信号的处理以及预期的数字消息的重建呈现特定的技术挑战。特别存在对如下接收机的需要：所述接收机能够检测和修正在传播信道中的消息传递期间在消息中引入的误差并且将其内部时间和频率参考与传输端处的那些对齐。本发明的目的是提供能够在简单架构、低功率消耗内并利用有限的组件计数来实现这些任务并且因此能够被以低成本生产且大量部署的接收机。

技术实现要素：

根据本发明，借助于所附权利要求的对象来实现这些目的。

附图说明

将在通过示例的方式给出和通过各图图示的实施例的描述的帮助下更好地理解本发明，在所述图中：

图1以示意性简化方式示出了根据本发明的一方面的无线电调制解调器的结构。

图2a绘制了根据本发明的一方面的基础啁啾和经调制的啁啾的瞬时频率。图2b中表示相同信号的相位，并且图2c在时域中绘制了基础啁啾的实分量和复分量。

图3示意性地表示本发明的帧中的在两个设备之间交换的数据帧的结构。

图4示意性地图示了针对接收到的信号的基带处理器180的根据本发明的可能结构。

图5示意性地图示了根据本发明的一方面的软解映射方法。

图6是定时误差的测量的函数的绘图。

具体实施方式

在欧洲专利申请ep2449690中描述了在本发明中采用的啁啾调制技术的若干方面，该申请特此被通过引用结合，并且将在此处概要地提醒该申请。在图1中示意性地表示的无线电收发机是本发明的可能实施例。该收发机包括基带部分200和射频部分100。由于本发明主要涉及接收机，因此发射机部分将仅被顺便提及：所述发射机部分包括基带调制器150，其基于在它的输入处的数字数据152而生成基带复信号。这然后被通过rf部分100转换成期望的传输频率，通过功率放大器120放大并通过天线传输。

一旦在无线电链路的另一端上接收到该信号，该信号就被通过包括低噪声放大器160的图1的收发机的接收部分进行处理，所述低噪声放大器160之后是生成包括一系列啁啾的基带信号（再次地，所述基带信号是例如通过两个分量i、q表示的复信号）的下变频级170，然后被通过基带处理器180进行处置，所述基带处理器180的功能是调制器150的功能的倒转，并且提供经重建的数字信号182。

如在ep2449690中讨论的，要处理的信号包括频率沿预定时间间隔从初始瞬时值f0变成最终瞬时频率f1的一系列啁啾。为了简化描述，将假设所有啁啾具有相同的持续时间t，但是这对本发明而言不是绝对要求。

基带信号中的啁啾可以通过其瞬时频率的时间轮廓（profile）f(t)或者也通过将信号的相位定义为时间的函数的函数ϕ(t)来描述。重要的是，处理器180被布置成处理和识别具有多个不同轮廓的啁啾，每个轮廓对应于预定调制字母表中的一个符号。

根据本发明的重要特征，接收到的信号rx可以包括具有特定且预定义的频率轮廓的基础啁啾（在下文中也称为未经调制的啁啾）或者通过对基频轮廓进行循环地时移而从基础啁啾获得的可能经调制的啁啾的集合之中的一个。图2a通过示例的方式图示了基础啁啾与一个经调制的啁啾在啁啾开始处的时刻t=t0与啁啾结束处的瞬间t=t1之间的可能频率和相位轮廓，而图2b示出了在时域中的对应的基带信号。水平标度对应于例如符号，虽然绘图被绘制为连续的，但是它们事实上表示实际实现中的有限数目的离散样本。关于垂直标度，其被标准化成预期带宽或对应的相位跨度。在图2b中特别地如同其是有界变量那样表示了相位，以便更好地示出其连续性，但是其事实上在实际实现中可以跨越若干旋转（revolution）。

在所描绘的示例中，基础啁啾的频率从初始值线性地增加到最终值，其中bw代表带宽扩展的量，但是下降的啁啾或其它啁啾轮廓也是可能的。因此，以具有相对于预定基础啁啾的多个可能循环移位之中的一个的啁啾的形式来编码信息，每个循环移位对应于可能的调制符号，或者否则说，处理器180需要处理包括是基础啁啾轮廓的循环时移复制品的多个频率啁啾的信号并提取编码在一连串所述时移中的消息。

图2c是在时域中的对应于基础啁啾的基带信号的实分量和虚分量i和q的绘图。

如将在下文中更清楚的，所述信号还可以包括共轭啁啾，即是基础的未经调制的啁啾的复共轭的啁啾。可以将这些视为下啁啾，其中频率从值落至。

优选地，通过连续函数ϕ(t)来描述啁啾的相位，该函数在啁啾的开始处和结束处具有相同的值：ϕ(t0)=ϕ(t1)。由于此，信号的相位跨符号边界连续，该特征在下文中将称为符号间相位连续性。在图2a中示出的示例中，函数f(t)是匀称的（symmetrical），并且信号具有符号间相位连续性。如ep2449690更详细地解释的，上面描述的信号的结构允许接收机中的处理器180将其时间参考与发射机的时间参考对齐，并且允许确定给予每个啁啾的循环移位的量。评估接收到的啁啾相对于本地时间参考的时移的操作在下文中可以称为“解啁啾”，并且可以有利地通过涉及使接收到的啁啾乘以本地生成的基础啁啾的复共轭的解扩步骤以及在于对解扩信号执行fft的解调步骤来执行。fft的最大值的位置指示移位并指示调制值。然而，其它解啁啾方式是可能的。

用sj^k来表示时域中的基带信号的复值，其中k是帧索引，并且j指示样本。经组合的解扩和解调操作产生复信号，其中表示共轭基础啁啾，并且是傅里叶变换。

这些解扩和解调操作被分别实现在如图4中表示的基带处理器180中的解扩单元183、解调单元185中。基带处理器前面是采样单元194，其以任何适当的方式生成一系列样本sj^k。然而必须理解的是，这些用词可以被功能上解释并且不一定暗示物理上有区别且独立的硬件元件。本发明还包括其中解扩单元和/或解调单元部分地或全部地以软件来实现或者利用与系统的其它元件一样的资源的变体。

在解扩和解调操作之前，处理单元180必须检测信号存在，确定符号边界，并且在时间和频率上将其时钟与发射机的时钟进行同步。这些检测、同步和解调操作通常是接收机的最弱链路，并且是需要更多处理功率且消耗更多电池电荷的链路。

因此，可以在下文中使用“循环移位值”来指示时域中的调制，并且使用“调制位置”或“峰位置”表示频域中的调制。

用n表示符号长度或等效地表示扩频因子。为了允许使用fft的容易接收，优选地将n选为2的幂次方。奈奎斯特采样频率为1/bw，并且符号长度为n/bw。为了符合该想法而不将本发明限于这些特定数值，可以设想在可能的应用中，bw为1mhz，并且n等于1024、512或256。载波频率可以在2.45ghzims波段中。在该特定实施例中，本发明的调制模式可以占用与蓝牙®收发机相同的rf波段，并且可能重用或共享蓝牙®收发机的rf部分。然而，本发明不限于该特定频段。

因此，经调制的符号为0与n-1之间的任何数目的基础符号的循环移位。调制值0等同于缺少调制。由于n为2的幂次方，因此每个经调制的啁啾可以被视为在其循环移位中可以编码的编码log2n位的符号。将符号星座限于不使用所有理论上可能的相移的缩减集有时是有利的。

优选地，由本发明传输和接收的信号被组织在包括前导码和数据部分的帧中，其被适当地编码。前导码和数据部分包括一系列经调制和/或未经调制的啁啾，其允许接收机将其时间参考与发射机的时间参考进行时间对齐、检索信息元素、实行动作或执行命令。在本发明的帧中，对于数据帧而言，若干结构是可能的，其除了别的之外还取决于信道条件、所传输的数据或命令。图3示意性地表示可以在本发明的各方面中采用的帧结构。

在所呈现的示例中，帧具有包括基础（即，未经调制的，或者具有等于0的循环移位的）符号的检测序列411的前导码。在接收机中使用检测序列411来检测信号的开始，并且优选地，执行其时间参考与发射机中的时间参考的第一同步。通过解调检测序列，接收机能够确定移位量并将其时钟的频率和相位与发送器的那些进行适配，从而允许解码以下数据。

检测

为了降低复杂性，本发明可以使用非相干接收机，其意味着在一般情况下既不使用也不跟踪连续符号之间的相位关系。然而，可能存在特定情况，比如符号之间的相位关系起作用的测距操作或者稍后将提及的频率同步。

接收机可以分析在任意窗口集中的还重叠的检测序列。然而，优选地，所述窗口使得它们可以被布置在不重叠的连续集中。针对每个不重叠的连续集，执行以下操作：

保存经解调的信号中的最大值的位置；

针对频率索引k的每个值例如通过使用适当的数字iir滤波器来累积信号的平均振幅。并行地，评估中的本底噪声。

如果相邻窗口中的确定数目的位置是相同的并且如果平均振幅的最大值高于本底噪声预定的统计上显著的量，则决定检测。

一旦决定检测，就使用触发检测的峰的位置来对齐符号边界上的窗口边界。如果该位置为0，则无需对齐；如果该位置为1，则需要1个样本的移位，等等。

帧同步

在这些示例中，检测序列411之后是帧同步符号412，其是用预定值调制的啁啾。为了符合该想法，假设用值4和8来调制帧同步符号，意图其它值也是可能的。帧同步在于将这些位置的振幅与它们邻居的振幅加在一起，如下：

针对每个k，计算以下（布尔值）决策变量：

如果两个决策变量都为真，则实现帧同步。可选地，形成目的在于检测偶然的一致的其它决策变量是可能的。这些可以被设计成检测例如期望位置处的振幅中的下降。在帧同步期间，由于定时漂移可能阻止对齐，因此精细的时间跟踪环路是有效的。

频率同步

频率同步符号413在于是基础的未经调制的啁啾的复共轭的一个或多个（优选地两个）啁啾，因此它们具有与所有其它符号相反的斜率（slope）。这些优选地随后是用以允许接收机的对齐的静默（silence）420、是未经调制的基础啁啾的精细的同步符号414。

当发射机与接收机之间没有频率误差时，当接收机关于正斜率啁啾对齐时，其也将与相反斜率的那些完美地对齐。然而，如果检测符号上的时间对齐留下残余的频率失配，则这将显露为与频率误差成比例的窗口延迟（或提前）。比例因子使得频率误差δf=bw/sf导致与理想窗口相比的一个样本的提前（或者延迟，如果接收机比发射机低的话）。发射机与接收机窗口的重叠部分将示出对齐的瞬时频率。

链接频率误差与窗口延迟的比例因子针对负斜率啁啾具有相反符号。这足以通过在接收到的频率同步符号213中的解调之后看峰的位置而找到频率误差。除了峰位置之外，还可以提取这两个符号之间的相位差并将其用来更精确地测量频率误差。

精细同步

可选地未经调制的符号414可以用于评估和修正残余定时漂移。

提前解啁啾

在存在时间同步误差和频率同步误差二者的情况下，尽管小，但是接收到的符号的初始相位不同于其最终相位，并且还将在瞬时啁啾频率环绕的点处存在相位不连续。当符号未经调制时，这两个不连续发生在相同地点处。当在接收到的符号中存在两个相位不连续时，傅里叶变换对具有相同瞬时频率的2个数据集起作用，但是其可能反相或部分抵消。

如果存在单个不连续，例如当仅存在频率误差时，傅里叶变换将由于其循环性质而仍然对相干数据起作用。在恒定频率的向量中间的相位不连续具有在向量的结束与开始之间的不连续的相同效果。然而，如果对异相数据集操作傅里叶变换，则相关峰可能重复，在期望的仓（bin）位置上留下非常小的值并且留下两个较大侧峰。

对此的一个解决方案是对符号的各部分、优选地独立地对第一半和第二半计算部分fft，并且然后对该结果应用非相干加和。fft大小与之前相同，使用零填充。由于双相关峰的来源为双相位不连续，因此重复的峰可能仅对一些经调制的值、即一些潜在最大峰位置有意义。这些位置对应于接近于符号的一半的调制值，这是当两个不连续最循环地分离时的情况，形成几乎相等长度的非相干向量。

优选地，本发明的解调方法根据符号的仓值而采用完整fft或部分fft的非相干加和（sum）。即，通过部分fft的非相干加和来选择频率的不连续点针对其接近于符号中间的仓值的范围以用于解调，但是在解扩之后用完整的fft解调该范围外部的仓值，即频率不连续不太接近于向量中间的那些。

在测试中，通过完整的fft输出对具有在0与round(n*0.4)之间或在round(n*0.6)与(n-1)之间的零索引之间的仓值的符号进行解调，而在其余的中央区间中的那些基于部分fft的非相干加和来解调。0.4和0.6的值不是必要的，并且事实上，区间（0，1）的任何适当放置的值的对都将提供类似的优点。然而，优选地，将选择大于0.25的下限以及小于0.75的上限，因为部分fft的非相干加和较不准确。

在解啁啾（解扩然后完整的fft，或者解扩然后非相干加和的部分fft）之后，并且在硬解调之后，确定最大仓位置。此处再一次地，可以应用部分加和的相同原理，其中边界对应于经解调的值。这可以用于在跟踪环路中计算更好的分辨率，针对该应用仅仓的子集，优选3。在频域中独立地变换接收到的符号的2段，然后非相干地将结果加和，即加和绝对振幅。所述段在经调制的啁啾的频率跳变之前和之后。

硬和软解映射

如已经提及的，硬解映射本质上在于确定经解调的信号中的最高振幅峰的位置。这直接给出了循环移位的值，并且可以例如通过适当地准备的查找表被转译成针对编码在给定符号k中的所有位的硬值（hardvalue）。如果使用缩减调制集，则可以将候选位置处的振幅值与其邻居的振幅值加和，或者等同地，可以将振幅分布重新分仓（rebin）以仅适应（accommodate）可能在所选调制集中的循环移位值。

现在将详述软解映射方法：将用bi(n)表示当调制值为n时符号中的第i位的值。如果n为有效调制值并且没有在其它地方被定义，则bi(n)具有在{0，1}中的值。

位数——i可以变化的范围针对完整调制集可以是log2(sf)，或者针对缩减调制集更少。在有效调制值每四个间隔开的重要情况下，位数将是p=log2(sf)–2。

针对每个符号k并且针对每个位i，计算：

其中{n|bi(n)=1}规定针对所有位置n搜索最大值使得b(n)的第i位等于1，并且相反地，{n|bi(n)=0}指示对n的那些值进行搜索使得b(n)的第i位为0。

如果使用缩减集使得并非所有位置都是可能的并且所有可能调制值间隔不小于三个单位的距离，则m1和m0可以被适配成还将邻近值纳入考虑，如在下式中：

其中mod(_,sf)为将整数包到{0,1……sf-1}中的模运算。

图5图示了软解映射过程：该算法在于针对每个位更新m0和m1（或者在缩减调制集的情况下的mext0和mext1），检查取决于所选调制集和扩频因子的可用调制位置列表中的所有元素。

如果所有调制位置都是可能的（调制集是满的），则该列表具有针对所有调制位置的条目；

如果使用缩减调制集并且至少一些可能的调制位置相邻，则该列表也将用针对所有调制位置的条目来完全填充；

如果使用缩减调制集，其中所有可能的调制位置间隔至少三个单位，则该列表具有针对所有调制位置以及其邻居的条目，即。

一旦计算了m0和m1，软解映射算法就针对每个可能符号或位计算在经傅里叶变换的信号中的两个位置处的振幅差：然后通过给出针对符号k的软位i。

定时误差估计

解调在于消除复指数函数的载波频率。如果定时被完美地对齐，则该频率将与一个fft仓对齐。如果不是这样，则其将横跨若干个仓。存在用于通过看若干个fft仓的内容来估计复指数信号的准确频率的已知算法。然而，这些在手边的情况下工作得不令人满意，因为信号由于循环移位而包括具有不同相位的两个指数复信号。

在优选实施例中，本发明的接收机如下跟踪并修正定时误差：

针对每个接收到的符号，处理器首先在其找到fft信号的最大振幅的位置的意义上执行硬解调。在帧同步阶段中，仅三个解调值是可能的，而在数据部分的解调期间，可以接收到可能完整或不完整的所使用的调制集的所有值。如果使用缩减调制集，则循环移位的硬解调值将不一定匹配fft最大值的位置。这通常指示大于一个样本的定时误差或者这可能由噪声信道而引起。

用n表示最大值的位置，针对完整调制集具有：，而针对部分调制集的结果为：

接收机然后将定时误差评估为

忽略噪声，teraw为实际定时误差的函数，其可以被计算或被测量，并且例如用于在图6中绘制的函数。接收机被布置用于确定经硬解调的循环移位n，计算在与n位置相邻的两个仓处的fft信号的经加和的振幅与n位置处的振幅之间的比率teraw。然后可以通过对图6的非线性函数求逆来从teraw获得实际的定时误差。将teraw定义为在域±1个样本中的实际定时误差的函数。当使用完整调制集时，将定时误差限于±½个样本，因此上面的函数是充分的。如果采用缩减调制集，则定时误差可以超过一个样本。在这样的情况下，可以关于经硬解调的值通过看最大值的位置来估计整数部分，然后计算以最大值位置为中心的teraw(k)。

应注意，teraw(k)在原点处具有水平拐点。相反地，其逆具有垂直切线，并且在被应用于非常小的误差时趋向于放大噪声和随机波动。这可能导致误差跟踪环路的不稳定性。

避免该限制的一个方式是内插fft输出以摆脱原点附近的“死区”。然而，该设备最佳地适用于相干接收机，并且已发现在大多数情况下非相干接收机在没有fft内插的情况下表现更好。

双阶段分数（fractional）采样

主要在时域中、在采样单元的抽取链内部应用分数采样。然而，由于接收机的架构，并且由于在对符号(k+1)进行采样的同时处理符号k，因此可以仅针对符号(k+2)在抽取链中更新分数定时。

优选地，本发明的接收机被布置成在解啁啾过程期间应用分数采样，并且这通过调整本地啁啾复制品的开始频率来实现。这利用啁啾的时间-频率等同性，使得在许多情况下可以通过成比例地小的频率偏移来补偿小的时间不对齐。由于该等同不完整，因此关于两个系统修正定时误差是有利的：时域中的定时移位以及在解扩阶段中的本地啁啾复制品的频率移位。

图4图示了其中信号处理器180包括定时误差估计单元192的本发明的可能变体，定时误差估计单元192被布置用于通过对非线性teraw函数求逆来确定定时误差，如上面解释的，并且在采样单元194中将修正反作用（retroact）于本地啁啾生成器191和抽取器级。

采样误差的一个重要来源是发射机与接收机的时间参考的差。针对给定帧，该采样误差可以被认为是系统的或恒定的，因为时间参考的短期变化小。通常，时间参考为晶体振荡器，其还用于导出载波频率。这意味着频率同步提供对该采样漂移误差的估计。

对该采样漂移误差的补偿发生在两个级别处：首先，对估计出的漂移求积分，并且针对每个新的符号计算补偿值。该补偿值为定时误差估计单元192的部分。

第二采样漂移误差补偿发生在符号内，以将最后的样本与最开始的样本对齐。这可以用可变时域内插器来实现，但是优选地，其被以通过调整基础啁啾的本地复制品的更简单的方式来实现。该调整在于其频率斜率的小改变：代替跨越准确地一个符号周期内的全带宽，将该斜率调整成跨越在考虑到发射机与接收机之间的频率失配而适配的轻微不同的持续时间内的全带宽。为了做出示例，如果晶体振荡器差为+40ppm、接收机的频率高于发射机的频率，并且如果符号长度为4096个样本，则接收机将使用对应于全带宽与4096+0.16个样本而非4096个样本的周期的比率的斜率，或者换言之，对应于全带宽与发射机处的符号长度的比率的斜率。该补偿帮助解调和定时跟踪。