时分双工无线通信系统前端电路的制作方法

本发明属于电子技术领域，具体涉及一种应用于时分双工无线通信系统中且无需天线开关的前端电路。

背景技术：

传统的时分双工（timedivisionduplexing，tdd）通信系统中，由于在同一时刻，发射机或接收机二者至多有一个处于工作状态，因此控制电路通过控制天线开关，使其连接天线和工作的电路，从而实现接收机和发射机共用一根天线。即传统的时分双工无线通信系统前端电路需同时包括发射机的功率放大器功能（pa）和接收机的低噪声放大器功能（lna），二者通过天线开关进行切换，如附图2（a）所示。

随着集成电路对成本、集成度等要求的不断提高，越来越多的芯片厂商试图将天线开关集成到芯片上。相比于分离器件实现的天线开关，集成的片上天线开关虽然有成本和集成度方面的优势，但在射频性能上还有一定的差距，主要表现在导通损耗大和关断时收发隔离度不高。这些缺点限制了片上集成天线开关在高性能芯片上的应用。

目前典型的片上天线开关主要有无源结构和有源结构两种，如附图3所示。无源天线开关主要基于变压器结构，将两个变压器进行串连堆叠，一个用于接收端口，一个用于发射端口，而这两个变压器的另一线圈合并在一起接到天线端口。变压器结构不仅面积较大，同样由于片上电感的低频质因数（q）带来较大的插入损耗（insertionloss）。有源结构使用并联和串连的mos开关，串连的mos开关用于连接天线和工作的电路，希望具有较低的导通阻抗；并联的mos开关用来减小工作电路对不工作电路的影响（主要时pa的输出对lna的影响）。为了得到低导通阻抗，mos管需要选择较小的栅长和较大的宽长比。较小的栅长使得晶体管的耐压值降低，无法容忍功率放大器的大信号摆幅；较大的宽长比带来较大的寄生电容，影响收发通路间的隔离度。可见有源天线开关的这种折中选择的问题，影响了天线开关的性能。

技术实现要素：

本发明的目的是为了解决了现有天线开关的缺陷，提供一种可以直接与外部天线或匹配网络相连接，从而无需使用天线开关的时分双工无线通信系统前端电路。

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：

一种时分双工无线通信系统前端电路，包括：

共源共栅差分对放大器，所述共源共栅差分对放大器包括两路共源共栅结构，每路所述共源共栅结构均包括第一晶体管和第二晶体管，两路所述共源共栅结构中的第一晶体管相对应，两路所述共源共栅结构中的第二晶体管相对应，两路所述共源共栅结构中所述第一晶体管所在的一端构成第一组端口，所述第二晶体管所在的一端构成第二组端口，所述共源共栅差分对放大器中的各晶体管的栅极偏置电压可动态配置；

原边带有中间抽头的平衡非平衡转换器，所述平衡非平衡转换器的原边的中间抽头的电压可动态配置，所述平衡非平衡转换器包括差分端口和单边端口并用于实现单边信号和差分信号之间的转换，所述平衡非平衡转换器的差分端口与所述共源共栅差分对放大器的第一组端口相连接，所述平衡非平衡转换器的单边端口与外部天线或匹配网络相连接；

带有中间抽头的差分电感，所述差分电感的中间抽头的电压可动态配置，所述差分电感的两端与所述共源共栅差分对放大器的第二组端口相连接，且所述共源共栅差分对放大器的第二组端口形成所述时分双工无线通信系统前端电路的输入/输出端口。

优选的，所述第一晶体管的栅极偏置电压配置为发射放大高压或接收放大低压，所述第二晶体管的栅极配置电压配置为发射放大低压或接收放大高压，所述发射放大高压高于所述发射放大低压，所述接收放大低压低于所述接收放大高压。

优选的，所述共源共栅差分对放大器中的各晶体管的栅极偏置电压通过mos管栅极偏置电压配置电路进行动态配置。

优选的，所述mos管栅极偏置电压配置电路包括由第一控制信号控制的控制开关。

优选的，所述控制开关采用cmos传输门形式实现。

优选的，所述平衡非平衡转换器的原边的中间抽头的电压通过平衡非平衡转换器中间抽头电平配置电路进行动态配置。

优选的，所述平衡非平衡转换器中间抽头电平配置电路包括由第二控制信号控制并能够输出功率放大器电源电压或地电位的第一反向器。

优选的，所述差分电感的中间抽头的电压通过差分电感中间抽头电平配置电路进行动态配置。

优选的，所述差分电感中间抽头电平配置电路包括由第三控制信号控制并能够输出低噪声放大器电源电压或地电位的第二反向器。

优选的，所述时分双工无线通信系统前端电路通过对所述共源共栅差分对放大器中的各晶体管的栅极偏置电压的动态配置、对所述平衡非平衡转换器的原边的中间抽头的电压的动态配置、对所述差分电感的中间抽头的电压的动态配置而具有发射机功率放大状态和接收机低噪声放大状态；

当所述第一晶体管的栅极偏置电压高于所述第二晶体管的栅极偏置电压、所述平衡非平衡转换器的原边的中间抽头的电压配置为功率放大器电源电压、所述差分电感的中间抽头的电压配置为地电位时，所述时分双工无线通信系统前端电路工作于所述发射机功率放大状态，所述输入/输出端口用作输入端口；

当所述第一晶体管的栅极偏置电压低于所述第二晶体管的栅极偏置电压、所述平衡非平衡转换器的原边的中间抽头的电压配置为地电位、所述差分电感的中间抽头的电压配置为电源电压时，所述时分双工无线通信系统前端电路工作于所述接收机低噪声放大状态，所述输入/输出端口用作输出端口。

由于上述技术方案运用，本发明与现有技术相比具有下列优点：本发明是一种可复用的放大器，可以用作接收机的低噪声放大器和发射机的功率放大器，其可以直接与外部天线或匹配网络相连接，从而无需使用天线开关，并能够有效减小系统所占硅片面积，从根本上避免了片上集成天线开关的诸多弊病。

附图说明

附图1为本发明的时分双工无线通信系统前端电路的电路图。

附图2为时分双工无线通信系统前端电路的结构示意图；（a）传统带天线开关的结构；（b）本发明无需天线开关的结构。

附图3为传统的片上集成天线开关示意图；（a）由原结构；（b）无源基于变压器结构。

附图4为本发明的时分双工无线通信系统前端电路配置为发射机的功率放大器时的等效结构图。

附图5为本发明的时分双工无线通信系统前端电路配置为接收机的低噪声放大器时的等效结构图。

以上附图中：100、时分双工无线通信系统前端电路；110、共源共栅差分对放大器；120、平衡非平衡转换器中间抽头电平配置电路；130、差分电感中间抽头电平配置电路；140、mos管栅极偏置电压配置电路；150、原边带有中间抽头的平衡非平衡转换器；160、带有中间抽头的差分电感；170、输入/输出端口；180、匹配网络；190、外部天线。

具体实施方式

下面结合附图所示的实施例对本发明作进一步描述。

实施例一：一种时分双工无线通信系统前端电路100，其复用成发射机的功率放大器（pa）和接收机的低噪声放大器（lna），如附图2（b）所示。

具体如附图1所示，该时分双工无线通信系统前端电路100包括共源共栅（cascode）差分对放大器110、原边带有中间抽头的平衡非平衡转换器（balun）150、带有中间抽头的差分电感160。

共源共栅差分对放大器110包括两路共源共栅结构，每路共源共栅结构均包括第一晶体管和第二晶体管，即一路共源共栅结构中的第一晶体管为m1，a、第二晶体管为m2，a，而另一路共源共栅结构中的第一晶体管为m1，b、第二晶体管为m2，b。从而两路共源共栅结构中的第一晶体管m1，a和m1，b相对应，两路共源共栅结构中的第二晶体管m2，a和m2，b相对应。两路共源共栅结构中第一晶体管m1，a和m1，b所在的一端，即第一晶体管m1，a的漏极和m1，b的漏极构成第一组端口；而第二晶体管所在的一端，即第二晶体管m2，a的源极和m2，b的源极构成第二组端口。该共源共栅差分对放大器110中的各晶体管，即晶体管m1，a、m1，b、m2，a和m2，b的栅极偏置电压均可动态配置。

共源共栅差分对放大器110中的各晶体管的栅极偏置电压通过mos管栅极偏置电压配置电路140进行动态配置。mos管栅极偏置电压配置电路140包括由第一控制信号vctrl3控制的控制开关，该控制开关可以采用cmos传输门形式实现。第一晶体管m1，a和m1，b的栅极偏置电压配置为发射放大高压vh，pa或接收放大低压vl，lna，第二晶体管m2，a和m2，b的栅极配置电压配置为发射放大低压vl，pa或接收放大高压vh，lna，发射放大高压vh，pa高于发射放大低压vl，pa，接收放大低压vl，lna低于接收放大高压vh，lna。在每路共源共栅结构中，基于cmos器件源漏的对称性，改变第一晶体管m1和第二晶体管m2的栅极偏置电压即可实现第一晶体管m1和第二晶体管m2源和漏的交换。

平衡非平衡转换器150具有原边和副边，从而包括差分端口和单边端口，差分端口与共源共栅差分对放大器100的第一组端口相连接，单边端口与外部天线190或放大器天线输出端的匹配网络180相连接，匹配网络180再连接外部天线190。该平衡非平衡转换器150用于实现单边信号和差分信号之间的转换。平衡非平衡转换器150的原边，即构成差分端口的一侧带有中间抽头，该原边的中间抽头的电压可动态配置。

平衡非平衡转换器150的原边的中间抽头的电压通过平衡非平衡转换器中间抽头电平配置电路120进行动态配置。平衡非平衡转换器中间抽头电平配置电路120包括由第二控制信号vctrl1控制并能够输出功率放大器电源电压vddpa或地电位的第一反向器。该第一反向器包括连接在功率放大器电源电压vddpa与地之间的pmos管和nmos管（即pmos管的源端接功率放大器电源电压vddpa，pmos管的漏端接nmos管的漏端，nmos管的源端接地），二者的中点为输出端而与平衡非平衡转换器150的原边的中间抽头相连接，第二控制信号vctrl1接入二者的栅极。第一反向器中pmos和nmos晶体管的宽长比必须足够大，能承受放大器的直流电流并且保证引入的导通电阻足够小。

差分电感160的两端与共源共栅差分对放大器110的第二组端口相连接。差分电感160的中间抽头的电压可动态配置。通过差分电感中间抽头电平配置电路130而对差分电感160的中间抽头的电压进行动态配置，差分电感中间抽头电平配置电路130包括由第三控制信号vctrl2控制并能够输出低噪声放大器电源电压vddlna或地电位的第二反向器。该第二反向器包括连接在低噪声放大器电源电压vddlna与地之间的pmos管和nmos管（即pmos管的源端接功率放大器电源电压vddlna，pmos管的漏端接nmos管的漏端，nmos管的源端接地），二者的中点为输出端而与差分电感160的中间抽头相连接，第三控制信号vctrl2接入二者的栅极。第二反向器中pmos和nmos晶体管的宽长比必须足够大，能承受放大器的直流电流并且保证引入的导通电阻足够小。

上述共源共栅差分对放大器110的第二组端口形成时分双工无线通信系统前端电路100的输入/输出端口170。该输入/输出端口170用于连接内部电路。

上述时分双工无线通信系统前端电路100通过对共源共栅差分对放大器110中的各晶体管的栅极偏置电压的动态配置、对平衡非平衡转换器150的原边的中间抽头的电压的动态配置、对差分电感160的中间抽头的电压的动态配置而具有发射机功率放大状态和接收机低噪声放大状态，即既可用作发射机的功率放大器，也可用作接收机的低噪声放大器。

当需要配置成发射机的功率放大器时，如附图4所示，需要将第一晶体管的栅极偏置电压高于第二晶体管的栅极偏置电压（即将两个第一晶体管m1，a和m1，b的栅极偏置电压配置为发射放大高压vh，pa，将两个第二晶体管m2，a和m2，b的栅极偏置电压配置为发射放大低压vl，pa）、平衡非平衡转换器150的原边的中间抽头的电压配置为功率放大器电源电压vddpa（即使能第一反向器中的pmos管）、差分电感160的中间抽头的电压配置为地电位（即使能第二反向器中的nmos管）时，则时分双工无线通信系统前端电路100工作于发射机功率放大状态，此时输入/输出端口170用作输入端口。对于共源共栅差分对放大器110，其第二晶体管m2，a和m2，b作为其共栅输入端，而第一晶体管m1，a和m1，b则作为共源共栅极。平衡非平衡转换器150的原边作为共源共栅差分对放大器110的负载，其原边中间提供直流电源，并通过其副边而把差分信号转换成单端信号输出给外部天线190。

当需要配置成接收机的低噪声放大器时，如附图5所示，需要将第一晶体管的栅极偏置电压低于第二晶体管的栅极偏置电压（即将两个第一晶体管m1，a和m1，b的栅极偏置电压配置为接收放大低压vl，lna，将两个第二晶体管m2，a和m2，b的栅极偏置电压配置为接收放大高压vh，lna）、平衡非平衡转换器150的原边的中间抽头的电压配置为地电位（即使能第一反向器中的nmos管），差分电感160的中间抽头的电压配置为电源电压（即使能第二反向器中的pmos管）时，则时分双工无线通信系统前端电路100工作于接收机低噪声放大状态，输入/输出端口170用作输出端口。平衡非平衡转换器150把单端信号转换成差分信号送入共源共栅差分对放大器110。对于共源共栅差分对放大器110，其第一晶体管m1，a和m1，b作为其共栅输入端，而第二晶体管m2，a和m2，b则作为共源共栅极。差分电感160作为共源共栅差分对放大器110的负载，其中间抽头提供直流电源。

上述时分双工无线通信系统前端电路100是一种可复用的放大器，依据不同的配置，可以用作接收机的低噪声放大器和发射机的功率放大器，使得接收机的输入端口和发射极的输出端口重合。该放大器仅包含一个天线输出端，可直接与外部天线190或匹配网络180相连，无需使用天线开关进行切换，因而从根本上避免了片上集成天线开关的诸多弊病，解决了片上集成的天线开关插入损耗大、收发隔离度低等问题。本方案通过切换放大器偏置和负载的直流点电平，更改放大器的工作状态，使之处于lna模式或pa模式中的一种。这种更改直流点电平的方法，避免了在交流信号通路上引入开关，从而避免了开关的插入损耗引起系统灵敏度和发射功率下降等问题。同时，由于放大器复用成pa和lna，它们的负载电感和输入对地电感也复用了，因而整个前端电路减少了电感的使用，有效地减小了电路实现所需的硅片面积。

上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所作的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。