一种一体化G.fast反向供电兼容xDSL的FTTx铜缆入户装置的制作方法

本发明涉及fttx铜缆入户领域，尤其涉及一种一体化g.fast反向供电兼容xdsl的fttx铜缆入户装置。

背景技术：

fttx：(fiber-to-the-x)是新一代的光纤用户接入网，用于连接电信运营商和终端用户。其中ftth光纤到户，fttp光纤到驻地，fttn光纤到结点，ftto光纤到办公室，fttsa光纤到服务区等。

g.fast：是国际电信联盟itu的一个标准化建议，目的是在不超过250m长度的铜线上达到光纤的速率，即超过1gbit/s，相比光纤到户它还有成本上的优势。g.fast可利用电话线实现最高1gbps的传输速率，不仅能有效降低运营商对光纤到户ftth)技术的依赖，同时还能降低布网投入成本，g.fast的高频段初始阶段会采用106mhz，未来可扩展到212mhz。

反向供电：业务运营商通过电话线实现从用户家对g.fast分配单元进行反向供电，运营商无需再为供电的问题向市政方面寻求类似挖沟排线等要求，产生原因为：由于g.fast技术工作频率高，回路长度较短，不可避免地在交付区域内部署数十个甚至数百个g.fast系统。这些系统需要上电，又因为设备将更加靠近用户，因此设备安装位置的取电可能会存在困难，为此g.fast设备将会采用就近终端用户家、电话线)反向供电的方式。

xdsl：是各种类型dsl(digitalsubscriberline)数字用户线路)的总称，包括adsl、radsl、vdsl、sdsl、idsl和hdsl等，adsl采用4khz到1.1mhz频段，adsl2+技术通过把工作频率从1.1mhz扩展到2.2mhz，vdsl2的工作频率是17mhz或者30mhz。

如图1，在实际应用端，一般终端g.fast为无源电路，但是局端g.fast设备一般需要供电，因此产品需要配供电电路，又因为设备比较靠近用户，因此设备安装位置的取电可能会存在困难，为此g.fast设备将会采用反向供电的方式。

技术实现要素：

为了解决上述的技术问题，本发明的目的是提供一种一体化g.fast反向供电兼容xdsl的fttx铜缆入户装置，该装置完成了g.fast设备的反向供电，还兼容了xdsl的工作频率，最后也保证了g.fast设备自身的工作频率，也能保障信号传输口工作频率到达1100mhz。

为了实现上述的目的，本发明采用了以下的技术方案：

一种一体化g.fast反向供电兼容xdsl的fttx铜缆入户装置，该装置包括第一信号传输接口、保护双向滤波电路、g.fast巴伦、第一滤波电路、第二滤波电路和第二信号传输接口，第一信号传输接口、保护双向滤波电路和g.fast巴伦依次串联，第一滤波电路和第二滤波电路相互并联设置在g.fast巴伦和第二信号传输接口之间，该装置还包括第一过流滤波电路、第二过流滤波电路和高频滤波电路，第一过流滤波电路直连第一信号传输接口，第二过流滤波电路直连第二信号传输接口，高频滤波电路设置在第一过流滤波电路和第二过流滤波电路之间，第一过流滤波电路由相互串联的第一电感和第二电感，第二过流滤波电路由相互串联的第三电感和第四电感或者只有第四电感。

作为优选，第一电感和第二电感相加电感值大于10±20％uh，理论上电感量越大越好，所述的第一电感和第二电感相加电感值取值32±20％uh。

作为优选，第三电感和第四电感组合相加电感值大于10±20％uh，理论上电感量越大越好，作为优选，所述的第三电感和第四电感组合相加电感值取值32±20％uh，只有第四电感时取值22±20％uh。以便兼容xdsl工作频段。

作为优选，所述的高频滤波电路滤除的高频信号一定要流向gnd系统。目的在于过滤掉电流信号以外的杂散信号。

作为优选，所述的第一电感和第三电感采用棒状磁芯绕线电感，控制dcr＜25mω和heatratingcurrent＞1a，绕线采取分段绕制，每段焊接电阻，用拉普拉斯变换分析抑制高频振荡电压ul(s)＝slil(s)-lil(0_)，限制振荡电流il(s)＝ul(s)/r；另实现寄生电容分段为c1、c2…cn；cn＜cs，(cs为未分段电感的寄生电容)，c1、c2…cn相互串联，即整个电感寄生电容为min{c1、c2…cn}，根据电路需要控制寄生电容大小；分段后通带函数中引入n个零点，用于改善通带波动和起始、截止点损耗。

作为优选，所述的第二电感和第四电感采用功率电感，使ln≈aln-1+bln-2，减少了m12和m21互感，且dcr＜100mω和heatratingcurrent＞1a。

作为优选，所述的第一过流滤波电路、第二过流滤波电路和高频滤波电路，当直流0.5a的作为优选，所述的该装置设置有屏蔽罩。保证产品工作状态时，emi可以满足电子产品要求。

本发明先用过第一流滤波电路直连第一信号传输口和第二过流滤波电路直连第二信号传输口，利用过第一流滤波电路和第二过流滤波电路的特性，只允许低频信号或者直流通过，对于高频信号和交流呈现高阻抗，使大部分不能通过，运用器件选频特性让大部分高频信号和交流从保护+双向滤波电路和第二滤波电路通过，根据实际需要增加隔离电压特性让电压不能通过保护+双向滤波电路和第二滤波电路。

第一流滤波电路和第二过流滤波电路直流电通过时，电信号以外的杂散信号(高频信号)也会部分漏过，仅仅靠第一流滤波电路和第二过流滤波电路的高频阻抗特性效果不明显，呈现的结果是杂散衰减一般为-10db～-20db，此时需要增加高频滤波电路，滤除高频杂散信号，使杂散衰减达到一个行业比较认同的值-40db～-50db杂散功率被衰减10000倍).

为了保证高频信号能从保护+双向滤波电路和第二滤波电路大部分通过这两个电路要求通高频阻低频，即通过计算控制)，则第一过流滤波电路和高频滤波电路组成的对地滤波电路y1，第二过流滤波电路和高频滤波电路组成的对地滤波电路y2，y1和y2都由电感串联电容组成，所以品质因素两者中l1、r1、l2、r2都为已确定量，c1和c2分别为y1和y2的串联电容，一般高频滤波电路电容比较大，所以c1和c2由过流滤波电路和第二过流滤波电路的寄生电容决定，寄生电容越小，y1和y2电路品质因素越高，由于第一流滤波电路和第二过流滤波电路寄生电容串联关系，而第二电感和第四电感为固定电感，所以我们能改进的部分为第一电感和第三电感，则第一电感和第三电感器件为关键器件，要满足采用棒状磁芯绕线电感，磁场大多数集中在磁芯方向内，有效屏蔽emi干扰，另可以控制dcr＜25mω和heatratingcurrent＞1a，绕线采取分段绕制，每段焊接电阻，用拉普拉斯变换分析则可抑制高频振荡电压ul(s)＝slil(s)-lil(0_)，限制振荡电流il(s)＝ul(s)/r；另可实现寄生电容分段为c1、c2…cn；cn＜cs(cs为未分段电感的寄生电容)，c1、c2…cn相互串联，即整个电感寄生电容为min{c1、c2…cn}，根据电路需要可以控制寄生电容大小；分段后通带函数中引入n个零点，用于改善通带波动和起始、截止点损耗。本发明可保证高频信号最高信号可到1100mhz)以较高的质量从保护+双向滤波电路和第二滤波电路通过。

由于信号传输口需要兼容xdsl，则高频信号要包含10khz～30mhz能通过，由于高频阻抗xl＝2πfl,f从1000mhz减小到10khz，则要求l增大，由于保护+双向滤波电路和第二滤波电路需要满足以上的一些特性还需要兼容绕线工艺、产品体积等一些要求，我们利用串联电感的特性和互感的影响，在第一电感和第三电感后面分别串联了第二电感和第四电感，第二电感和第四电感，采用功率电感，体积小，磁场大多数集中在磁芯方向内，有效屏蔽emi干扰，使ln≈aln-1+bln-2，减少了m12和m21互感，能尽量保证串联器件的线性关系，便于设计，且dcr＜100mω和heatratingcurrent＞1a，理论上电感量越大越好，根据实际情况本发明取值22±20％uh。当然根据实际应用，第二信号传输口要求一般可以降低因为工作频率最大到212mhz)，所以可以根据实际情况和客户验证只需第四电感即可。

本发明由于采用了上述的技术方案，该装置完成了g.fast设备的反向供电，还兼容了xdsl的工作频率，最后也保证了g.fast设备自身的工作频率，也能保障信号传输口工作频率到达1100mhz。

附图说明

图1是fttx中g.fast无源电路示意图。

图2是本发明fttx中g.fast反向供电兼容xdsl设计的整体示意图。

具体实施方式

如图1所示的一种一体化g.fast反向供电兼容xdsl的fttx铜缆入户装置，该装置包括第一信号传输接口、保护+双向滤波电路5、g.fast巴伦6、第一滤波电路7、第二滤波电路8和第二信号传输接口，第一信号传输接口、保护+双向滤波电路5和g.fast巴伦6依次串联，第一滤波电路7和第二滤波电路8相互并联设置在g.fast巴伦6和第二信号传输接口之间，在实际应用端，一般终端g.fast为无源电路，但是局端g.fast设备一般需要供电，因此产品需要配供电电路，又因为设备比较靠近用户，因此设备安装位置的取电可能会存在困难，为此g.fast设备将会采用反向供电的方式。

为此，如图2所示，该装置增加了第一过流滤波电路3、第二过流滤波电路4和高频滤波电路2，第一过流滤波电路3直连第一信号传输接口，第二过流滤波电路4直连第二信号传输接口，高频滤波电路2设置在第一过流滤波电路3和第二过流滤波电路4之间，第一过流滤波电路3由相互串联的第一电感3-1和第二电感3-2，第一电感3-1和第二电感3-2相加电感值取值32±20％uh。第二过流滤波电路4由第三电感4-1和第四电感4-2或者只有第四电感4-2，第三电感4-1和第四电感4-2组合相加电感值取值32±20％uh，只有第四电感4-2时取值22±20％uh。

如图2所示，所述的高频滤波电路2滤除的高频信号一定要流向gnd系统。目的在于过滤掉电流信号以外的杂散信号。

上述的第一电感3-1和第三电感4-1采用棒状磁芯绕线电感，磁场大多数集中在磁芯方向内，有效屏蔽emi干扰，另可以控制dcr＜25mω和heatratingcurrent＞1a，绕线采取分段绕制，每段焊接电阻，用拉普拉斯变换分析则可抑制高频振荡电压ul(s)＝slil(s)-lil(0_)，限制振荡电流il(s)＝ul(s)/r；另可实现寄生电容分段为c1、c2…cn；cn＜cs(cs为未分段电感的寄生电容)，c1、c2…cn相互串联，即整个电感寄生电容为min{c1、c2…cn}，根据电路需要可以控制寄生电容大小；分段后通带函数中引入n个零点，用于改善通带波动和起始、截止点损耗。

上述的第二电感3-2和第四电感4-2采用功率电感，体积小，磁场大多数集中在磁芯方向内，有效屏蔽emi干扰，使ln≈aln-1+bln-2，减少了m12和m21互感，能尽量保证串联器件的线性关系，便于设计，且dcr＜100mω和heatratingcurrent＞1a，理论上电感量越大越好，根据实际情况本发明取值22±20％uh。

上述的第一过流滤波电路3、第二过流滤波电路4和高频滤波电路2，当直流0.5a的时候，整个过流系统功耗不大于0.125w。由于整个产品电子辐射器件较多，我们最后安装上屏蔽罩1，满足电子产品emi要求。