一种基于导频的采样频偏估计方法与流程

本发明涉及通信技术领域，更具体地，涉及一种基于导频的采样频偏估计方法。

背景技术：

随着互联网的迅猛发展，为了满足人们日益增长的带宽需求，更高速的接入技术被提上日程。下一代数字用户线(ng-dsl，nextgenerationdigitalsubscriberline)技术是未来最重要的高速有线接入技术，可以达到超过1gbps的接入速率，将大幅度地提升网络速度。

ng-dsl系统是一种基带ofdm系统，其调制方式具有高子载波数与高qam调制的特点。这两个特点使得ng-dsl系统有着很高的带宽和传输速率，但同时也使得ng-dsl系统对于信号同步的要求十分苛刻。在有线ofdm信号之中，影响系统的同步性能的主要是采样频率同步，ng-dsl这种高载波、高速率的ofdm系统中采样频偏的影响十分严重，系统的高速传输需要精准地估计采样频偏并进行补偿。

技术实现要素：

为了克服现有技术存在的不足，本发明提出了一种高估计精度、快速收敛、较强稳定性的基于导频的采样频偏估计方法。

为实现以上发明目的，采用的技术方案是：

一种基于导频的采样频偏估计方法，包括有以下步骤：

s1.在发送端发送相同的导频数据，即xm-1,k＝xm,k，xm,k表示第m个ofdm符号的第k个子载波上的发送数据；

s2.在接收端取m个ofdm信号，并将相邻的ofdm符号同一导频位置上的频域接收信号做商，得到相邻ofdm符号同一导频位置上的相位差：

其中n表示ofdm符号的数据长度，l表示循环前缀的长度，δf表示采样间隔偏差；ηall表示由ici引起的噪声；

s3.利用相邻ofdm符号同一导频位置上的相位差，来估计不同导频位置上的采样频偏值：

表示因为ηall的存在而产生的相位旋转，此时第m个ofdm符号的第k个导频位置上的采样频偏估计值为：

同理对其余相邻的ofdm信号不同导频位置上的采样频偏估计值进行计算；

s4.计算加入权重考虑后第m个ofdm符号的采样频偏估计值：

其中ωm,k表示第m个ofdm符号的第k个导频位置上的采样频偏估计值的权重；

s5.根据步骤s4得到其余的ofdm符号的采样频偏估计值，对得到的所有ofdm符号的采样频偏估计值做平滑处理，得到采样频偏估计结果：

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1)本发明提供的方法不直接忽略噪声的影响，而是从理论上推导一种削弱噪声的方法，频偏估计精度高，采用近10个ofdm符号可达到99.99％以上的估计精度，而且在不同的采样频偏条件下均有非常好的估计效果；

2)本发明提供的方法提出考虑权重来估计采样频率偏差，算法的稳定性高，在不同采样频率条件下仅存在较小的波动现象，能够有效估计不同采样频偏值；

3)本发明提供的方法大约在5-10个ofdm符号即可完成估计，并且估计误差达到0.1％，达到快且准的估计效果，收敛速度快；

4)本发明提供的方法利用ng-dsl高子载波数的特点，将ng-dsl的技术难题变为优势，增强平滑效果。

附图说明

图1本发明实现流程图

图2不同阶次a条件下，本发明的估计曲线与相对估计误差曲线图

图3ng-dsl环境下不同算法的估计性能对比图(采样频偏为0.5ppm)

图4各算法估计的收敛曲线图(采样频偏为0.5ppm)

图50.5ppm下各算法的估计曲线图

图61ppm下各算法的估计曲线图

图75ppm下各算法的估计曲线图

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

以下结合附图和实施例对本发明做进一步的阐述。

实施例1

如图1所示，本发明提出的方法具体步骤如下：

a)发送端发送相同的导频数据，即xm-1,k＝xm,k，xm,k表示第m个ofdm符号的第k个子载波上的发送数据；

b)取接收端的m个ofdm符号，并将相邻的ofdm符号同一导频位置上的频域接收信号做商；

其中，步骤b)的具体求法如下：

当收发两端存在采样频率偏差时，会造成采样时刻偏移，且随着符号序号和采样点数的增加,偏移量会逐渐增大。设接收端采样周期为ts'＝ts+δts，其中δts为收发两端采样间隔偏差，定义归一化的采样间隔偏差为单位是百万分之一(ppm，partpermillion)。此时第一个接收信号可表示为：

做fft解调可得：

其中，第一项为发送端调制的数据xk，此外采样频偏δf破坏了子载波正交性，引入ici，即第二项。第三项为系统背景噪声。

由于采样频偏会造成样值定时偏移累积，对于第m个接收符号，其第n个采样点时刻表示为：

tm,n＝[(m-1)(n+l)+l+n](ts+δts)

其中l为循环前缀长度，n为ofdm符号数据长度。

此时第m个接收符号的第n个采样点样值为：

做fft解调可得：

可见第一项相对于标准接收信号有较小的幅度衰减，且相位发生旋转，第二项为其他子载波的干扰，可视为一种附加噪声，其功率大小与子载波序号k和δf的平方成正比，约为：

因此

同理可得rm-1,k：

由于信道是慢时变信道，因此可以假设在两个相邻的符号中，第k个子载波的信道响应是不变的，即hm,k＝hm-1,k，对上式做商可得：

由于发送端发送相同的导频数据，即xm-1,k＝xm,k，则相邻的两个ofdm同一导频位置上的频域接收信号做商可简化为：

其中，ηall为在做商时，其表达式中含有η'm,k和η'm-1,k项的总和，是由ici和噪声引起的。

c)利用相邻ofdm符号同一导频位置上的相位差，来估计不同导频位置上的采样频偏值；

其中，步骤c)的具体做法如下：

其中是ηall的存在而产生的相位旋转，此时有：

以相同的方法完成所有导频位置的采样频偏的估计，记：

其中表示第m个符号的第p个导频位置上采样频偏估计值

同理估计其余m-2对相邻符号的采样频偏值。

d)用新提出的加权方式，并根据仿真结果，确定第m个ofdm符号的第k个导频位置上的估计结果对该符号的采样频偏估计值的权重ωm,k；

其中，步骤d)的具体做法如下：

新算法提出一种新的加权方式，

由步骤c)可得

把式(5)带入上式可得

其中δfm,k是第m个ofdm符号第k个导频位置上真实的采样频偏值，由于在同一个siso系统内，采样频偏值是唯一的，因此可以简化为δfm.

设ωm,k为第m个ofdm符号的第k个导频位置上的估计结果对该符号的采样频偏估计值的权重，则可得加权后的表达式为(7)：

其中n为总导频数，ωm,k为第m个ofdm符号的第k个导频位置上的权重。

为ici和噪声对采样频偏估计结果的总影响，

为第m个ofdm符号的采样频偏估计值。

可见加入权重系数ωm,k后，式(7)中第一项不受影响，符合预期。因此在新方法中，可重点研究ωm,k，使得找到一组最优的ωm,k系数，降低ε'all对估计结果的干扰。

观察ε'all的表达式可以发现，其表达式中含有子载波序号k，且在表达式分子中，其余参数除了外均为常量，即ε'all取值由和k决定，而是随机的。因此加权系数ωm,k可选择为与k相关的函数表达式。

本方法所选取的权重系数ωm,k＝k^a，则式(7)可表示为

其中为加权系数取ωm,p＝k^a是ici和噪声对采样频偏估计结果的干扰。

通过推导和分析，阶次a取值越大，加权后ici和噪声，对采样频偏估计值的干扰越小，但是随着a取值的增加，算法的复杂度会越来越大，因此可以通过仿真结果来合理的选择阶次a，具体如图2所示，这里选择a＝3。

e)带入加权后的表达式可得到本方法的采样频偏估计值；

其中，步骤e)具体如下：

通过步骤c)得到相邻ofdm符号同一导频位置上采样频偏估计值，通过步骤d)得到不同导频位置估计结果的权重系数，带入上式加权表达式，可以得到第m个符号的采样频偏估计值，同理可以得到其余m-2个采样频偏估计值；

f)对m-1个采样频偏估计值做平滑，得到最终估计值。

其中，步骤f)具体如下：

根据以上步骤可得m-1个采样频偏估计结果最后对m-1个采样频偏估计值做平滑得到采样频偏最终估计结果：

实施例

本实施例对实施例1的方法进行了仿真实验，具体如下：

在一个线长为50m的ng-dsl系统中，每个ofdm数据位长度为2048(fft/ifft长度)，系统调制水平为1024qam，归一化采样频偏为0.5ppm，1ppm，5pm三种不同情况下的新采样频率估计性能的仿真。

将本发明与两种传统的方法进行比较，方法1是文献“estimationandcompensationoffrequencyoffsetindac/adcclocksinofdmsystems”中提出的采样频率同步方法，这里简称shafiee算法；方法2是文献“decision-directedfinesynchronizationinofdmsystems”提出的采样频率同步方法，这里简称为直接型算法。

图3、4、5、6、7是三种采样频偏情况下这三种算法的估计曲线，实验次数为500次，为了方便说明，对实验仿真结果取均值，得到结果如下表：

根据实验结果可知，本发明能够在ng-dsl这种高子载波数和高调制水平的环境下取得很好的估计效果，估计精度、收敛速度和算法稳定性均有大幅度提升。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。