用于减小驱动器谐波的无线发射器、电路和方法与流程

本发明的领域涉及用于减小谐波的无线发射器和方法。本发明适用于(但不限于)能使被动无钥门禁(pke)基站中的驱动器放大器所产生的谐波失真减小的无线发射器(例如pke基站)。

背景技术：

被动无钥门禁是允许车辆驾驶者在不使用对应的智能钥匙按钮的情况下锁定和解锁车辆的汽车技术的通用术语。一旦驾驶者利用无钥起动(keylessgo)智能钥匙或钱包大小的无钥起动卡进入车辆，那么驾驶者能够在不插入智能钥匙(即，点火钥匙)的情况下启动和停止引擎。内置于智能钥匙中的应答器允许车辆识别驾驶者。在一些情况下，另外的安全特征集成到车辆中，使得不可能锁定在车辆内部具有无钥起动特征的智能钥匙。在投入市场数年之后，此技术不断被更广泛地使用，从豪华汽车制造商发展到一些经济汽车品牌。

图1示出被动无钥门禁(pke)系统的已知基站100的简化示例框图。该基站将电路系统并入数字域110和模拟域160两个域中。该基站包括输入到信号(正弦波)产生器114的控制输入信号112。信号(正弦波)产生器114产生直接输入到乘法器140中的载波信号的基本形状。所产生的载波信号是125khz数字输出信号122。乘法器140促进设置所要输出(功率)级以及还允许调制待应用的载波的振幅。被乘的(调制的)125khz数字输出信号122接着在数/模转换器(dac)162中转换为模拟信号。在非理想放大器164中放大125khz模拟输出信号以产生输出信号170。

在pke系统中，存在针对pke天线线圈驱动器应用的频谱噪声需求，以保持125khz驱动器信号的谐波比主载波信号低80db。这种需求尤其与落入am无线电频段(530khz到1710khz)的那些谐波相关。凭借当前可供使用的cmos技术以及凭借当前可供使用的电路技术，不可能构建会在输出信号170中展现此类极端低水平失真/谐波的放大器。因此，在用于pke系统的已知基站中，输出信号170是具有相对高的不合需要的谐波含量水平的正弦波。

因此，需要一种无线发射器(例如用在被动无钥门禁(pke)基站中的无线发射器)、电路和方法来减小谐波含量，以便符合频谱噪声需求。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供一种无线发射器，包括：

数字信号产生器，所述数字信号产生器被布置成产生用于发射的数字信号；

数/模转换器，所述数/模转换器被布置成将所述用于发射的数字信号转换为模拟形式；以及

非理想放大器，所述非理想放大器被布置成放大所述用于发射的模拟信号；

其中所述无线发射器的特征在于：

至少一个谐波减小信号产生器，所述至少一个谐波减小信号产生器被布置成产生至少一个数字谐波减小信号；

求和点，所述求和点被布置成将所述用于发射的数字信号与所述至少一个谐波减小信号相加以形成组合信号，其中所述非理想放大器放大所述组合信号以形成模拟输出信号；

模/数转换器，所述模/数转换器被布置成将所述模拟输出信号转换为所述模拟输出信号的数字表示；以及

控制器，所述控制器耦合到所述数字信号产生器且耦合到所述至少一个谐波减小信号产生器，并且被布置成：

分析所述模拟输出信号的所述数字表示以确定所述模拟输出信号的谐波含量；以及

致使所述谐波减小信号产生器产生所述至少一个数字谐波减小信号，使得所述至少一个数字谐波减小信号减小从所述非理想放大器输出的所述放大的用于发射的模拟信号的至少一个谐波。

在一个或多个实施例中，所述无线发射器包括被布置成产生多个数字谐波减小信号的多个谐波减小信号产生器。

在一个或多个实施例中，所述控制器被配置成使所述多个谐波减小信号产生器能够产生数字谐波减小信号，其中每个减小信号产生器用于以所述模拟输出信号的个别信号谐波为目标。

在一个或多个实施例中，所述控制器进一步被配置成执行以下各项中的至少一项：

确定需要减小多少谐波；以及

实例化所述数目的所述至少一个谐波减小信号产生器。

在一个或多个实施例中，所述控制器被配置成，在校准模式中：

接收所述模拟输出信号的表示；

确定来自所述dac的输出信号与所述模拟输出信号的所述表示之间的信号路径的传递函数；以及

识别要设置的所述谐波减小信号以供产生所述谐波减小信号。

在一个或多个实施例中，所述控制器进一步被配置成使用离散傅里叶分析或离散傅里叶变换来计算仅所述确定需要减小的相关谐波的复振幅。

在一个或多个实施例中，所述控制器进一步被配置成：

计算待抑制的所述谐波的振幅和相位的复合线谱；

将每个谱线除以复合传递函数；以及

从至少一个反谐波产生器的当前振幅设置减去商。

在一个或多个实施例中，所述控制器进一步被配置成在所述非理想放大器的输入处应用校准信号并且响应于此而确定所述输出信号的谐波含量。

在一个或多个实施例中，所述控制器被配置成通过使所述数字信号产生器能够产生用于发射的、接近所述非理想放大器输出信号的全摆幅的数字信号来校准所述非理想放大器的谐波响应。

在一个或多个实施例中，所述控制器被配置成使用取样速率将所述模拟输出信号的所述数字表示与正弦参考相比较，所述取样速率是载波频率f0的整数倍或所述载波频率f0的2的幂次倍。

在一个或多个实施例中，所述控制器被配置成分析所述模拟输出信号的所述数字表示以确定所述模拟输出信号的谐波含量随着时间推移的变化，并且响应于所述谐波含量变化动态地配置所述至少一个数字谐波减小信号的所述产生。

在一个或多个实施例中，所述无线发射器是用于安全车辆接入系统的基站。

根据本发明的第二方面，提供一种电路，包括：

数字信号产生器，所述数字信号产生器被布置成产生用于发射的数字信号；

数/模转换器，所述数/模转换器被布置成将所述用于发射的数字信号转换为模拟形式；以及

非理想放大器，所述非理想放大器被布置成放大所述用于发射的模拟信号；

其中所述电路的特征在于：

至少一个谐波减小信号产生器，所述至少一个谐波减小信号产生器被布置成产生至少一个数字谐波减小信号；

求和点，所述求和点被布置成将所述用于发射的数字信号与所述至少一个谐波减小信号相加以形成组合信号，其中所述非理想放大器放大所述组合信号以形成模拟输出信号；

模/数转换器，所述模/数转换器被布置成将所述模拟输出信号转换为所述模拟输出信号的数字表示；以及

控制器，所述控制器耦合到所述数字信号产生器和所述至少一个谐波减小信号产生器，并且被布置成：

分析所述模拟输出信号的所述数字表示以确定所述模拟输出信号的谐波含量；以及

致使所述谐波减小信号产生器产生所述至少一个数字谐波减小信号，使得所述至少一个数字谐波减小信号减小从所述非理想放大器输出的所述放大的用于发射的模拟信号的至少一个谐波。

根据本发明的第三方面，提供一种用于无线发射器中的谐波减小的方法，所述方法包括：

产生用于发射的数字信号；

将所述用于发射的数字信号转换为模拟形式；以及

通过非理想放大器放大所述用于发射的模拟信号；

其中所述方法的特征在于：

产生至少一个数字谐波减小信号；

将所述用于发射的数字信号与所述至少一个谐波减小信号相加以形成组合信号，并且放大所述组合信号以形成模拟输出信号；

将所述模拟输出信号转换为所述模拟输出信号的数字表示；

分析所述模拟输出信号的所述数字表示以确定所述模拟输出信号的谐波含量；以及

致使至少一个谐波减小信号产生器产生所述至少一个数字谐波减小信号，使得所述至少一个数字谐波减小信号减小从所述非理想放大器输出的所述放大的用于发射的模拟信号的至少一个谐波。

在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括在校准操作模式中初始地执行：

在所述非理想放大器的输入处应用至少一个校准信号；以及

响应于此而确定所述非理想放大器的所述输出信号的谐波含量。

本发明的这些和其它方面将根据下文中所描述的实施例显而易见，且参考这些实施例予以阐明。

附图说明

将仅通过举例参考图式来描述本发明另外的细节、方面和实施例。在图式中，相同附图标号用于标识相同或功能上类似的元件。仅为简单和清晰起见而示出各图中的元件，并且这些元件未必按比例绘制。

图1示出被动无钥门禁(pke)系统的已知基站的简化示例框图。

图2示出根据本发明的示例实施例的无线发射器(例如被动无钥门禁(pke)系统的基站)的示例框图。

图3示出根据本发明的示例实施例的校准由无线发射器(例如pke系统中采用的基站)产生的谐波失真的流程图。

图4示出根据本发明的示例实施例的无线发射器(例如pke系统中采用的基站)的示例谐波减小过程的流程图。

图5示出图解说明已知基站的失真性能的典型应用的频谱序列，以及例如根据本发明的示例实施例调适的pke基站的无线发射器的频谱序列。

具体实施方式

本发明的例子提供一种无线发射器(例如用于pke系统的基站)、一种电路和一种方法以减小对应的谐波含量，所述无线发射器、电路和方法允许通过使用谐波减小(以及(出于所有意图和目的，优选地为)消除)技术来减小或消除由发射器中的放大器产生的谐波含量(谐波信号)。虽然参考用于pke系统的基站中的谐波减小来描述本发明的例子，但可以设想，本文所描述的概念可适用于在需要低杂散谐波发射的发射系统中产生无线信号的任何无线发射器。

本发明的例子中的谐波减小以使得放大器所产生的谐波在放大主发射信号时减小的方式应用。在本发明的例子中，谐波减小过程产生与随后将由基站的非理想放大器产生的谐波反相和等幅的谐波。以此方式，对(例如引入到输入到主信号产生器信号的输入信号中的)减小性/消除性谐波的引入会减小放大器中本可能产生的谐波。

有利的是，引入到主信号产生器的谐波减小信号的电平处于低振幅电平。在一些例子中，控制器被布置成确定输入信号与最终放大器输出信号之间的信号路径的传递函数，以便确认要设置的谐波减小信号以供产生谐波减小信号。在一些例子中，将所确定的传递函数的反函数应用于放大器输出，以便补偿(即，减小或消除)本可能产生的谐波信号。

在本发明的例子中，描述一种无线发射器，例如用于安全车辆接入系统的pke基站。所述无线发射器包括：数字信号产生器，所述数字信号产生器被布置成产生用于发射的数字信号；数/模转换器，所述数/模转换器被布置成将所述用于发射的数字信号转换为模拟形式；以及非理想放大器，所述非理想放大器被布置成放大所述用于发射的模拟信号。至少一个谐波减小信号产生器被布置成产生至少一个数字谐波减小信号；并且求和点被布置成将所述用于发射的数字信号与所述至少一个谐波减小信号相加以形成组合信号，其中所述非理想放大器放大所述组合信号以形成模拟输出信号。模/数转换器被布置成将所述模拟输出信号转换为所述模拟输出信号的数字表示。控制器耦合到所述数字信号产生器和所述至少一个谐波减小信号产生器，并且被布置成：分析所述模拟输出信号的所述数字表示以确定所述模拟输出信号的谐波含量；以及使所述谐波减小信号产生器产生所述至少一个数字谐波减小信号，使得所述至少一个数字谐波减小信号减小从所述非理想放大器输出的用于发射的已放大的所述模拟信号的至少一个谐波。

以此方式，本发明的例子支持关于由无线发射器的非理想放大器产生的一或多个谐波的水平和频率的确定。所述无线发射器中的控制器接着分析此谐波含量信息并且使得反谐波信号产生并被引入到主信号路径中，使得一旦放大，所述反谐波信号减小或消除本可能由所述非理想放大器产生的任何谐波。

在一些任选的例子中，所述无线发射器可包括被布置成产生多个数字谐波减小信号的多个谐波减小信号产生器，其中每个减小信号产生器用于将所述模拟输出信号的个别信号谐波定为目标。

在一些任选的例子中，所述控制器可另外被配置成执行下述至少一项：确定有多少谐波需要被减小；以及实例化该数目的所述至少一个谐波减小信号产生器。以此方式，可将动态谐波选集定为目标以供减小或消除。

在一些任选的例子中，在校准操作模式下，所述控制器可被配置成：接收所述模拟输出信号的表示；确定来自dac的输出信号与所述模拟输出信号的所述表示之间的信号路径的传递函数；以及识别要设置的谐波减小信号以供产生所述谐波减小信号。以此方式，对各种谐波减小信号产生器的设置可经过预校准，使得在正常操作下，所述控制器能够以已知、预校准和已测试的方式控制所述输出信号的谐波含量。在一些例子中，这可包括所述控制器另外被配置成在所述非理想放大器的输入处应用校准信号并且响应于此而确定所述输出信号的谐波含量。

在一些任选的例子中，所述控制器可另外被配置成使用离散傅里叶分析(discretefourieranalysis)或离散傅里叶变换(discretefouriertransform)来计算确定需要减小的仅相关谐波的复振幅。以此方式，可采用将定为用于减小的目标的动态谐波选集。在一些任选的例子中，所述控制器可被配置成通过使所述数字信号产生器能够产生用于发射的、接近所述非理想放大器输出信号的全摆幅的数字信号来校准所述非理想放大器的谐波响应。以此方式，可显著减小在所述非理想放大器的操作点处(所述非理想放大器的失真集中在该操作点处)(例如在任何零交叉点附近)执行所述传递函数确定的可能性。

因为本发明的所示实施例在很大程度上可使用本领域的技术人员所知的电子组件和电路来实施，因此，为了理解和了解本发明的基础概念并且避免混淆或无法专心于本发明的教示，将如下文所示仅在被认为必要的程度上解释细节。

现参考图2，示出根据本发明的示例实施例的无线发射器200(例如用于被动无钥门禁(pke)系统的基站205)的示例框图。图2的电路的一个目标是仅产生单个具有显著减小的谐波含量水平的正弦波。在本发明的例子中，可利用适中计算工作量实现谐波减小。与前述内容相比，如果任务是在放大例如音频信号的复杂信号时寻找正确的谐波和要减小的谐波水平，这将需要极高的计算工作量。

在此例子中，无线发射器200包括基站205，该基站205将电路系统并入数字域210和模拟域260这两个域中，该基站205耦合到天线202和其它无线电路和组件，仅为简单起见，并未示出所述其它无线电路和组件。基站205包括输入到信号(正弦波)产生器214的输入信号212。数字信号(正弦波)产生器214产生呈数字输出信号222形式的载波信号的基本形状，该数字输出信号222根据本发明的例子输入到求和点230中。在此例子中，数字输出信号222是125khz数字输出信号222。在其它例子中，该输出信号可以是任何频率和任何输出功率级。

根据本发明的示例实施例，基站205包括也耦合到求和点230的呈反谐波电路216形式的一个或多个另外的数字信号产生器。反谐波电路216包括一个或多个反谐波产生器218，其中仅为简单起见而在图2中示出两个反谐波产生器218。

在一些例子中，按受关注谐波(将被减小或大体上消除的谐波)来包括一个反谐波产生器218。举例来说，在一个例子中，可采用五个反谐波产生器218来减小由基站的(pke驱动器)放大器产生的(fc＝125khz)的奇次谐波，该奇次谐波可落入振幅调制(am)频段；这些奇次谐波是5*fc＝635khz、7*fc＝875khz、9*fc＝1.125mhz、11*fc＝1.375mhz和13*fc＝1.625mhz。

在此例子中，控制器250将输入信号212提供到数字信号(正弦波)产生器214，以及将单独的反谐波输入信号211、213提供到一个或多个反谐波产生器218。控制器250的主要任务是提供所要振幅电平的时间序列，这可涉及设置恒定载波以及利用来自数据定序器和编码器(未示出)的输出包络信号执行振幅调制。

在一些例子中，控制器250可针对反谐波产生器218执行传递函数校准过程。针对受关注谐波执行所述传递函数校准，且可依序或并行(但始终伴随主产生器214接通)激活反谐波产生器218，且可依序或并行完成对传递函数的分析。在此并行校准例子中，不同频率的谐波信号有可能正交，且可选择非理想放大器，使得可忽略谐波自身的互调产物。

当在校准过程后执行所述应用且其中消除谐波较重要时，谐波减小产生器218被配置成始终利用已在校准期间计算出的振幅和相位设置(使用控制器250提供的输入信号)并行操作。

反谐波产生器218中的每个产生器将相应的数字谐波减小信号220、221输出到求和点230，所述信号220、221在所述求和点230处加到数字输出信号222。在此例子中，数字减小信号220、221中的每个信号被设计成合适的振幅，但(在放大非理想放大器264的输出以及考虑dac262和非理想放大器264自身的传递函数之后)与数字输出信号222的相应谐波反相。以此方式，数字谐波减小信号220、221中的每个信号大体上减小或消除非理想放大器输出信号270的相应谐波。来自求和点230的输出被输入到振幅控制电路240，所述振幅控制电路240促进设置待输入到基站的放大器的信号的所要输出(功率)级。振幅电路基于控制器250所提供得控制信号242来设置待输入到基站的放大器的信号的所要输出(功率)级。待放大的数字信号(即被乘的(调制的)125khz数字输出信号222连同来自反谐波电路216的谐波减小信号)接着从振幅控制电路240输出并且输入到数/模转换器(dac)262以在模拟电路260内转换到模拟形式。

以此方式，来自求和点230和振幅控制电路240的输出携载主信号(纯正弦波)和一个或多个反谐波信号。因此，这些信号可能呈现失真，但在dac262处理以及放大(由此，所有信号历经这些模拟元件的传递函数)之后，所述消除最优化。

dac262将被乘的(调制的)125khz数字输出信号222连同谐波减小信号一起的模拟版本263输出到非理想放大器264。因此，根据本发明的例子，放大的125khz模拟输出信号270大体上是纯正弦波输出，其中输出信号270的谐波含量水平显著减小，如图5中所示。

因此，非理想放大器264对所有输入信号(包括谐波减小信号)的放大使得：一旦谐波减小信号被非理想放大器264放大，所述谐波减小信号大体上与从主信号(一旦被放大)产生的谐波完全等幅和反相。

在此例子中，振幅控制电路240输出例如14位数字输入信号，所述14位数字输入信号表示主产生器数字输出信号222和(低电平)数字谐波减小信号220、221中的每个数字谐波减小信号，由此，单个14位dac转换这些输入信号的数字和。在此例子中，主产生器214和反谐波产生器218自主地产生它们的输出信号，因为输入信号仅是控制/设置待产生的信号的必要振幅和相位的控制信号。如本领域技术人员应了解，设想其它拓扑结构也可用于执行这些放大和dac转换操作。

根据本发明的例子，输出信号270的一部分被输入到模/数转换器(adc)266，所述adc266被配置成将(模拟)输出信号转换到数字形式并将输出信号268的数字表示提供到控制器250。

在本发明的例子中，选择或配置adc266以避免将任何另外的谐波引入到所测量的信号中。这意味着，基本上对于80db的谐波抑制，要求例如优于10^-4的极低线性度误差。由于现有技术的adc可能本质上不具备此类低线性度误差，因此校准技术可用在一些设想的应用中，以便将线性度校正到所需的(例如校准控制器280所采用的)精确度。任何校准过程的结果可存储在存储器282中。以此方式，所存储的校准数据可用于在正常操作期间提高线性度性能。在校准操作模式的一个例子中，可在例如生产测试期间在非理想放大器264处于三态时，在非理想放大器264的输入处应用校准信号。

根据本发明的例子，控制器250被布置成执行对输出信号270的数字表示的分析，并且基于所述分析而执行对从输入信号212到输出信号270的信号改变的转移函数(tf)识别。以此方式，控制器250能够确定从非理想放大器264输出的谐波的水平，并且因此选择合适的输入信号211、213以输入到一个或多个反谐波产生器218，以便最终产生谐波减小信号。

根据本发明的例子，如果以足够的对称性构建(驱动器)非理想放大器264，那么加到非理想放大器264的信号输出的非所需失真将主要含有频率为3f0、5f0、7f0等的奇次谐波。在载波频率f0＝125khz(作为实际例子)的情况下，落入am频段的奇次谐波将在5f0直到13f0的范围内。因此，在本文所描述的概念用于将谐波失真减小到am频带范围内的例子中，仅五个谐波将被抑制。因此，使用五个反谐波(正弦波)产生器218并将其配置成分别对奇次谐波频率5f0到13f0进行操作。在本发明的例子中，这五个反谐波(正弦波)产生器218中的每个产生器在振幅和相位两方面可由控制器250以一种方式精确地控制，所述方式使得反谐波产生器电路216的放大结果减小或大体上消除与所述电路216相关联的由非理想放大器264对主信号造成的放大器失真而引起的谐波。

控制器250的主要任务是提供所要振幅电平的时间序列，这可涉及设置恒定载波以及利用来自数据定序器和编码器(未示出，但位于控制器250内或耦合到控制器250)的输出包络信号执行振幅调制。

为了使控制器250能够将非理想(驱动器)放大器264产生的输出信号270与纯正弦参考相比较，这需要以足够的精确度来测量。在此上下文中，取样速率必须是待控制(抑制)的最高谐波的频率的至少两倍。因此，如果待测量的低于载波80db的最小分量要求nm＝6db的噪声容限(nm)，那么有可能将所需的dac分辨率计算为数个位，如下文所阐明。

举例来说，根据对adc的量化噪声的计算，待减小的信号的信噪比(snr)可计算为：

snr＝1.761db+6.02db*b[1]

其中b是位数

因此，当低于满量程80db的信号要求6db噪声容限时，snr变为：

snr＝1.761db+6.02db*b-80db＝6db[2]

随后，所需位数可如[3]中计算：

因此，在本发明的例子中，所述计算中包括误差容限。此外，在一些示例实施例中，有可能部分地滤掉主载波信号的相当大部分，这可抑制基波达(例如)20db到30db。在此情况下，在相同噪声容限要求的情况下，需要更少位数(例如减小3到5位)以实现相同的snr。在此例子中，可采用较低分辨率adc(例如9到11位的adc)，由此使实施方案更加可行和经济。

由于电路和所提出的谐波减小方法并非取决于放大器类型或操作频率，因此所提出的电路架构可以适应多种操作条件，例如适应电路或放大器温度、供应电压、天线去谐(例如，一般负载改变)、老化等。有利的是，所提出的方法能够总谐波失真从1％降到＜0.01％，这是40db的改进。此外，这种改进可在相对低的频率下(例如，在已知失真减小方法极难以实施的125khz下)实现。

在一些例子中，如果取样速率维持在载波频率f0的确切整数倍，那么混叠现象将完全消失。在此情境下，无需应用加窗(例如，汉宁窗(hanningwindow))。

在一些例子中，还可更优选的是令取样速率为载波频率f0的2幂次倍。在此情境下，在不加窗的情况下，可简单轻松采用快速傅立叶变换(fastfouriertransforms，fft)，所述快速傅立叶变换可有利于深入信号分析和系统的调试。

在实践中，包括dac262、非理想放大器264和adc266的模拟路径至少在应执行减小或消除的谐波频率处展现必须被校准的频率响应。因此，在一些示例实施例中，此响应的转移函数通过控制器250确定。

在本发明的一些例子中，控制器250通过确保校准信号致使近似全摆幅下的主信号产生来确定此响应的传递函数，其中此‘近似全摆幅’信号由控制器250测量。利用此方法，可显著减小在非理想放大器264的操作点处(所述非理想放大器的失真集中在该操作点处)(例如在任何零交叉点附近)执行所述传递函数确定的可能性。

这种方法与理论方法大不相同，所述理论方法接通具有已知振幅和相位的反谐波产生器218中的仅一个产生器，之后在adc266的输入处测量非理想放大器264所产生的信号的振幅和相位。虽然理论上有可能以此方式确定此响应的传递函数，但非理想放大器264的失真可能对测量结果掺杂过多。举例来说，如果非理想放大器264具有零交叉问题(归因于跳变或静区)，非理想放大器264在处置小信号时的增益可能被错误计算。使用大的信号振幅以用于识别也不可选，因为在比既定操作频率高的频率下，非理想放大器264可能遭遇另外的大的信号失真。

在本发明的例子中，控制器250被配置成确定基站205的模拟组件的传递函数以及执行对非理想放大器264的输出信号的分析以起始谐波抑制算法这两项。在识别传递函数以及谐波抑制算法这两项中，放大器输出的复合离散谱(称为‘反谐波参数化’)由控制器250测量。在本发明的例子中，确定每个反谐波产生器信号的所需振幅和相位的这种测量可由控制器250使用离散傅里叶分析(离散傅里叶分析仅在等于时间系列中的数个点的因数上不同于离散傅里叶变换)来执行。以此方式，使用离散傅里叶分析在计算上可以不那么密集，因为仅需要少量谱线(在n*f0下，在此例子中n∈{5，7，9，11，13})。因此，替代采用计算全部谐波的任何fft算法，使用离散傅里叶分析(或离散傅里叶变换)可有利地用于计算仅相关谐波的复振幅。

在执行所提出的算法时，不关注这些离散线之间的谱含量。在一些调试或演示应用中，所提出的‘反谐波参数化’测量可通过计算全谱获得，在这情况下，可优选使用基2fft。

现参考图3，流程图300示出根据本发明的示例实施例的校准由无线发射器(例如pke系统中采用的基站)产生的失真的示例方法。在此例子中，流程图300针对每个谐波频率n.f0(将在所述n.f0下识别传递函数)执行。在305处，接通主产生器，使得放大器输出的摆幅变得略微小于全摆幅。在一些例子中，此放大器摆幅可约为全摆幅的90％。在310处，测量n次谐波(将在此谐波处识别传递函数)的振幅和相位，并使测量结果呈复振幅的形式：

在315处，也接通反谐波产生器并选择合适的振幅，使得所述振幅在放大器输出处的效应不导致任何饱和。在一些例子中，反谐波产生器的这种合适的振幅可引出约为放大器输出全摆幅的5％到10％的放大器摆幅。在320处，将反谐波产生器振幅和相位存储为另一复振幅，如下文[5]中所指示：

在325处，测量组合输出信号的n次谐波(将在此谐波处识别传递函数)的振幅和相位，并且也使此值呈复振幅的形式，如下文[6]中所指不：

在330处，在n次谐波处将传递函数计算为：

在流程图300的替代例子中，设想可在315处同时接通若干反谐波产生器。在此替代性例子中，谨慎控制步骤315以确保多个反谐波产生器振幅的信号总和的振幅不会使放大器饱和。在一些例子中，这可显著减小识别测试的数目，并且由此加速谐波识别过程。

现参考图4，流程图400示出根据本发明的示例实施例的用于无线发射器(例如pke系统中采用的基站)的示例谐波减小过程。在405处，将全部反谐波产生器的复振幅初始地设置成零。随后在410处，且接着不时地，当稳定状态(未调制的)放大器输出信号设置成其额定输出电平时，测量所述信号的一个周期(或出于平均目的而测量其整数个周期)。在415处，计算将被抑制的谐波的复合线谱(振幅和相位)，如下文[81中所指示。

在420处，将每个谱线除以复合传递函数，且接着从反谐波产生器的当前振幅设置(所述设置初始设置成零)减去商：

即使识别的结果并不完美，在425处，谐波抑制也会收敛到由校准的adc的残余误差所导致的残余最小值。这是因为校准和谐波系统仅可‘看见’来自adc输出的测量序列，并且因此必须相信这是非理想放大器264的输出的‘真实反映’。在adc425的输出处的全部谐波将被完全消除。因此，控制环路的目标实际上是使adc输出为纯正弦波。不过如果adc输出不反映放大器输出，那么adc输出将是纯正弦波，但放大器输出将通过adc的负失真而失真。在此例子中，dac的误差和放大器的误差以及实际上所述环路的全部模拟部分是不可区分的。基本上，不需要区分所述误差，因为不论误差来自何处，谐波减小过程会全部补偿所有误差。

图5示出典型应用的两个示例频谱序列：已知无线发射器(例如基站)的失真频谱性能的第一频谱序列500，以及无线发射器(例如根据本发明的示例实施例调适的基站)的失真频谱性能的第二频谱序列550。在典型应用的两个示例频谱序列中，针对谐波‘1’到‘9’示出谱含量520，其中相对于主载波信号530以db指示谐波含量水平。

失真频谱性能500的第一频谱序列包括0.6123％的谐波‘1’到‘9’的总谐波失真(thd)含量，对应于-44.26db且主要归因于第二谐波含量540。相反，一旦根据本发明的例子执行示例谐波减小(例如遵循图4中标识的操作)，谐波‘1’到‘9’的thd含量就会减小到对应于-73.47db的0.02122％，但此次主要归因于因第二谐波含量550相当大的减小所致的第三谐波含量560。

谐波减小信号220、221仅仅是除以dac和非理想放大器264的传递函数的非理想放大器的输出的反相的数字表示。

在一些例子中，且为了避免谐波减小信号的任何谐波存在问题，重要的是非理想放大器264具有本质上低的失真(比如thd＜1％)。另外，对于给定输出振幅，这样做是有用的：将非理想放大器264配置成贯穿非理想放大器的从-漂移峰值到+漂移峰值的失真特性曲线的不同区域而扫描所述非理想放大器264的输出。作为这些因素的结果，可假定无论提供什么信号到放大器的输入，所述信号均会在输入频率下经受传递函数，且接着该结果的99％出现在输出处。归因于放大器的失真，放大器也可产生至多高1％的谐波。因此，本文所描述的示例实施例提供对要消除的每个谐波的至少99％的控制。因此，对于1％的初始thd，在应用所述算法一次的情况下，我们可将谐波仅改善约40db。设想在一些例子中，谐波减小算法可运行若干次，这已产生显示出小于-100dbthd的测试。

在前述说明书中，已参考本发明的实施例的具体例子描述了本发明。然而，应显而易见的是，可在不脱离如所附权利要求书中所阐明的本发明的范围的情况下在本文中作出各种修改和改变，且权利要求不限于上文所描述的具体例子。

如本文所论述的连接可以是适合于(例如)经由中间装置从相应的节点、单元或装置传送信号或将信号传送到相应的节点、单元或装置的任何类型的连接。因此，除非以其它方式暗示或陈述，否则所述连接可(例如)为直接连接或间接连接。所述连接可示出或描述为单个连接、多个连接、单向连接或双向连接。然而，不同的实施例可变化连接的实施方案。举例来说，可使用分开的的单向连接而不是双向连接，且反之亦然。另外，多个连接可换为串行或以时分复用的方式传送多个信号的单个连接。同样，携载多个信号的单个连接可以被分成携载这些信号的子集的各种不同连接。因此，存在用于传送信号的许多选项。

本领域的技术人员应认识到，本文中描绘的架构仅为示例性的，并且实际上，可实施实现相同功能性的许多其它架构。

组件实现相同功能性的任何布置是有效地‘相关联的’，以便实现所要的功能。因此，本文中经组合以实现特定功能性的任何两个组件都可以被视为‘相关联’，以便实现所要的功能性，而不管架构或中间组件如何。同样地，如此相关联的任何两个组件还可以被视为彼此‘可操作地连接’或‘可操作地耦合’以实现所要的功能性。

此外，本领域的技术人员应认识到，上述操作之间的界限仅仅是说明性的。多个操作可组合成单个操作，单个操作可分散于另外的操作中，并且操作可至少部分在时间上重合地执行。此外，替代实施例可包括特定操作的多个实例，并且在各种其它实施例中，操作的次序可以更改。

而且举例来说，在一个实施例中，所示例子可被实施为位于单个集成电路上或同一装置内的电路。举例来说，在一些示例情境中，图2的整个数字电路可实施在数字信号处理器(dsp)中。

在一些例子中，本文中所描述的概念可在dsp解决方案中或大体上在软件解决方案中实施，其中谐波减小产生器按需要(例如，在不同应用或应用程序中，或例如当周围的条件改变时，例如当无线发射器从一个国家移动到另一个国家时)动态地实例化。

在此示例实施方案中，每个产生器(反谐波产生器218和主产生器214)可接收dsp指令以产生每个产生器相应的信号。在替代性实施例中，数字电路的全部(或一部分)可实施为组件和/或电路和/或逻辑门的集合。

可替换的是，电路和/或组件例子可实施为以合适的方式彼此互连的任何数目个单独集成电路或单独装置。

并且，举例来说，所述例子或其部分可(例如以任何合适类型的硬件描述语言)实施为物理电路系统的软件或代码表示或可转化成物理电路系统的逻辑表示。

而且，本发明不限于在非可编程硬件中实施的物理装置或单元，而是还可以应用于能够通过根据合适的程序代码操作来执行所要的取样误差和补偿的可编程装置或单元中，例如，微型计算机、个人计算机、笔记本、个人数字助理、电子游戏、汽车和其它嵌入系统、蜂窝电话和各种其它无线装置，这些在本申请中统称为‘计算机系统’。

然而，其它修改、变化和替代方案也是可能的。因此，应在说明性意义上而非限制性意义上看待说明书和图式。

在权利要求书中，放置在圆括号中的任何附图标记不应被解释为限制所述权利要求。词语‘包括’不排除与权利要求中所列的那些元件或步骤不同的其它元件或步骤的存在。此外，如本文中所用，术语‘一’被定义为一个或多于一个。另外，权利要求书中对例如‘至少一个’和‘一个或多个’的介绍性短语的使用不应被解释为暗示由不定冠词‘一’引入的另一权利要求要素将含有如此所引入的权利要求要素的任何特定权利要求限制为仅含有一个此类要素的发明，即使是在同一权利要求包括介绍性短语‘一个或多个’或‘至少一个’和例如‘一’的不定冠词时也如此。对于定冠词的使用也是如此。除非另有陈述，否则例如‘第一’和‘第二’等术语用于任意地区别此类术语所描述的元件。因此，这些术语未必意图指示此类元件的时间上的优先级或其它优先级。单凭某些措施在彼此不同的权利要求中叙述的这一实情，并不表示不能使用这些措施的组合来获得优势。